没变压器也可将交流电转换为直流电

真空管收音机普及以来，将交流电转换为直流电的电源已成为几乎所有电子产品的一部分。虽然电压等级发生了变化，但转换过程始终包括变压器以提供两种功能：电压转换和用户与市电之间的安全隔离。

为安全起见，AC-DC 转换电路必须与电源电压电隔离，以防止触电危险。变压器适用于此目的，因为初级侧和次级侧可以很容易地相互隔离，并且变压器的设计可以降低或升高电压。但是使用变压器也有缺点——尤其是当提高电源效率或减小物理尺寸很重要时。

如今，电容器还可以将电路与主电源隔离，同时表现出比变压器更低的固有损耗。电压电平转换也可以使用高频开关电容器电荷泵进行，因此也可以为此目的取消变压器。因此，电容器可以提供变压器所提供的基本功能。

值得更全面地研究变压器及其特性。与电容器相比，变压器有几个缺点。首先，它们很大，通常是电源中最大的组件。它们很重并且大大增加了整体重量。它们是电源设计效率低下的主要原因。

变压器损耗可分为两类：变压器绕组中的直流电阻损耗和由磁芯的磁性材料和物理特性引起的磁芯损耗。I 2 R 功率损耗是由于初级和次级导线中的电阻引起的。知道电线的电阻和它们将承载的电流，可以很容易地计算出该参数。尽管 60 Hz 变压器具有相对较高的直流损耗，但高频开关模式变压器可以在一定程度上减轻它们。

变压器磁芯损耗更为复杂，由多种因素共同产生：磁滞损耗、涡流损耗、磁致伸缩损耗和漏感。

磁滞损耗来自磁芯材料的固有记忆，当它被磁化时，并且当磁场必须反转时，“记住”磁场的先前方向。每次反转都需要能量和功率来克服剩余磁场。

涡流损耗由铁芯中循环的感应电流引起，因为铁芯也是电导体。附近的任何其他导体或组件都可能从变压器周围的未屏蔽磁场中产生感应电流（噪声）。

磁致伸缩损失来自芯材中的晶粒运动。

漏感是由变压器初级和次级电感之间的不完美耦合引起的。

与变压器相比，电容器相对较小，可以通过仔细选择所用的值和类型来制造得更小。工作频率越高，给定交流阻抗（到一个点）所需的电容越低。

安全电容器通常用于控制高频电路的传导和辐射****的产品中，“Y”型电容器通过了 UL 和其他标准机构的认证，可以跨越隔离屏障运行。Y1 电容器的额定最大工作电压为 500 Vac，击穿电压为 8 kV。Y2、Y3 和 Y4 的额定电压逐渐降低。由于这些电容器已被 UL 设计并批准用于隔离栅，因此它们也是耦合
电源的明显选择。

在隔离栅上使用较高值的电容器时，必须考虑“接触电流”等安全问题。“安全”电容器有点用词不当，因为隔离两端的电容太大也会让更多的交流电源电流通过。使用高载波频率允许使用较小值的电容器。此外，最好使用更高的电压，因此使用更低的电流，以保持尽可能低的无功阻抗损耗。

Helix 无变压器概念板的方框图，用作测试新型集成双芯片组 MuxCapacitor 和其他专有技术概念的工具。

MuxCapacitor 是一种专有的电荷泵电路，可以以 99% 的效率增加或减少输入到输出电压（和电流）水平。最终的芯片组将有两个独立的 MuxCapacitor 块，一个位于隔离屏障的两侧。为了在隔离势垒上获得最佳效率，初级侧的电压必须尽可能高。为此，对初级侧整流线路电压进行调节，以在将功率发送穿过势垒之前将电压保持在尽可能高的水平。

由于该电路打算在全球范围内使用，因此该输入电压可以在 85 至 220 Vac 之间变化，整流后约为 120 至 310 Vdc。初级侧 MuxCapacitor 级用于检测输入电压并调整其输出，以使驱动器或“调制器”的输入尽可能接近 300 V。因此，它可以在不同的增益/衰减水平下运行，以将 V+ 电源保持在恒定水平。

在次级侧，二极管电桥解调器的输出存储在电容器上（在上图中表示为 C3，典型的无变压器电路配置）。这是次级侧 MuxCapacitor 级的输入，它使用可变增益降压 MuxCapacitor 将 C3 上的电压从大约 300 Vdc（标称值）降低到 20 Vdc。初级侧和次级侧 MuxCapacitor 级都可以根据不同的输入功率和输出负载条件进行调整。

参照上述概念电路，调制器的工作频率约为 125 kHz。每个充电周期有两个阶段。主电源施加到初级侧二极管电桥的输入端，并对连接在初级侧电压调节电路输入端的电容器 C4 充电。该级输出电压以向内部开关 Q1 和 Q3 提供 V+。

对于第一阶段，Q1 和 Q4 导通，V+ 电流流过势垒 L1/C1。然后，耦合电流正向偏置二极管 D1 以对 C3 充电，C3 跨接在次级侧 MuxCapacitor 电路的输入端。C3 隔离接地的返回路径是通过 D4，然后返回穿过 C2/L2 并通过 Q4 到达初级侧接地。

第一阶段电荷转移到 C3 后，开关 Q1 和 Q4 断开。第二阶段周期开始，开关 Q2 和 Q3 导通。V+ 电流流经 Q3，经过 L2/C2 和 D3，并再次继续为 C3 充电。返回路径现在通过 D2，穿过 C1/L1 到 Q2 到初级侧地。电荷转移后，开关Q2和Q3断开，如此循环。

次级侧大容量电容器的充电方式与传统的基于变压器的全波桥式电源类似——主要区别在于电荷是通过两个电容器而不是变压器以脉冲形式耦合的。电容隔离势垒软开关电感器（L1、L2）和电容器（C1、C2）的选择决定了关键的电源性能规格，包括最大功率传输、最佳调制频率、安全等级和接触电流。

上图是用于测试 Helix MuxCapacitor 技术的概念板。

该板专为触摸电流和隔离的 UL 测试而设计。接下来是提交给UL的MaxCapacitor概念板在各种势垒开关频率下的输出效率vs.输出电流，以及各种势垒开关频率下的输出效率vs.输出电流。底部，概念板上电感器散发的热量在热图像中变得明显。电感器是红色和黄色区域，驱动器是图片中心垂直延伸的四个暗区。所有其他组件都接近环境温度。

此处显示的概念板设计受初级侧和次级侧电子设备的限制，只能在 ~125 kHz 开关频率下以 10 W 运行。但是，用于电容隔离屏障的基本拓扑将支持 65 W 的最大功率传输。需要进行调整以支持更高的功率和电压。开关频率以及电容器、电感器和驱动器都需要改变。

在实现此测试板时，使用了使用现有低压 MuxCapacitor 级的硅。由于可用硅的电压和功率限制，电路操作并不完全代表最终产品能够做什么。所用 MuxCapacitor 器件的额定电压限制了隔离栅两端可接受的电压。MuxCapacitor 块使用通过 X-FAB XDM10（初级侧）和 XT018（次级侧）工艺制造的现有硅。次级侧某些组件允许的最大电压为 60 V。最终产品将使用 400 V 工艺和 300 V 跨越势垒。对于隔离屏障测试，较低电压的次级侧组件被旁路，因此可以使用高达 200 V 的电压。

原型板旨在成为 UL 批准接触电流和隔离的载体。可以使用的最大输入电压是有限的，因此测试包括将 152 V 电压施加到调制器的输入端并绕过将包含在最终硅中的电压调节。经过全波桥“解调”后，输出通过直流大容量电容器在次级侧获取。时钟频率可以变化，因此可以测试势垒频率对操作的影响。隔离耦合的元件值由两个 2.2nF Y1 电容器和两个 1mH 电感器串联组成（每个支路中有一个电容器和一个电感器）。它们的谐振频率为 107 kHz。

该电路在使用零电压开关 (ZVS) 时性能最佳。没有电感器，驱动器会耗散更多的功率。这些开关具有三种会降低效率的相关寄生效应：导通电阻 R dson、输出电容 C oss和栅极电容 C g。开关时序取决于 R dson和 C oss，它们决定了所需的死区时间。如果没有电感器，开关损耗将为 4C oss V+2f，其中 f 是开关频率。

这种损失可以使用 ZVS 消除，其中电感器恢复 C oss上的电荷。栅极具有类似的损耗，但由于栅极开关电压低得多，所以不太明显。使用所用的电容器和电感器值，可以通过改变操作频率来调整操作和效率。

为了使 ZVS 正常工作，L/C 网络的净阻抗必须是感性的，因此最佳工作频率略高于耦合网络的谐振频率。观察到改变频率会影响效率，这表明调整势垒频率是优化整体效率的一种方式。

在 150 kHz 时，最佳总效率 (95%) 是在 45 mA 时测得的。从 50 到 65 mA，最高效率 (95.25%) 是在 125 kHz 时。降低接近谐振点的势垒频率会降低峰值效率，并且不同负载的效率变得更平坦。尽管电路未工作在谐振状态，但 L/C 网络中的容抗和感抗大部分抵消，但仍有一些感抗存在。仅使用电容器操作不会有这种好处，而且损耗会更高。

当势垒频率上升到谐振点以上时，输出电压随着输出电流的上升而下降。与 125 和 150 kHz 的性能相比，150 kHz 以上的运行对性能没有帮助，并且在 175 kHz 时显着降低了性能，尤其是输出电压与输出电流的关系。当势垒在谐振频率附近运行时，输出电压和效率在测试电流范围内相对平坦，但效率低于在略高于谐振频率的频率下运行时的效率。这意味着可以设置势垒频率以优化整体效率。

ZVS 的另一个好处是电路板在没有显着组件功耗（即热量）的情况下运行。电感器是电路板上最热的组件，但在 13 W 时仅约 50°C。ZVS 减少了其他组件的损耗，但增加了电感器的耗散。使用具有较低 ESR 和较高 Q 值的电感器应该可以提高效率。

总而言之，显然可以使用电容器有效地传递功率并提供隔离。其他工作正在继续构建 65-W 高功率板并优化所使用的组件。计划在更高的电压和势垒频率下运行以提高性能。通过 UL 要求是第一个大障碍，现在正在进行电路优化，以使该技术成为隔离和功率传输的未来。