DSP控制的电力线通信模拟前端接口设计

　　接收的位序列和已知的“位同步”域进行比较,当位同步数据接收到之后,调制解调器就开始搜寻“字同步”域。字同步数据标志着消息数据的起始,同时也定义了消息数据的极性。当包的数据确定后, 11位码字解码为8位的数据字节，接收字节的校验位和通过计算得到的校验位进行比较，数据从物理层传送到MAC层。然后接收数据进行CRC校验比较,正确数据从数据链路层传输到网络层。

　　2.2 相位检测

　　为了检测发送信号的“0”或“1”, 中频信号16.5kHz的相位是离散的接收信号值的形式。首先需要用接收的采样信号驱动一个数字锁相环，当这个锁相环的输出被接收的信号同步地锁住后,锁相环和接收信号之间的复数相位的估算是由锁相环调制产生的。复数相位的实部是余弦和,当接收到“0”信号时，它是一个很大的正数值；相反接收到“1”时,它就是一个大的负数。复数相位的虚部是正弦和。它代表了相位有偏差,并反馈给锁相环来调整正弦输出,以跟踪接收的信号。

图4 接收信号处理框图

　　图4为完整的接收信号的处理框图。为了提高系统的稳定性,加上了一个自动增益控制模块(Automatic Gain Control，AGC)。它是通过侦测接收信号的平均大小来接收信号的。

　　2.3 信号发送

　　在该应用中,发送信号通过DSP控制器的片上PWM（脉宽调制模块）直接生成。每一位定义有24个周期，因此PWM控制器允许运行24个周期；而后,根据下一个发送位的极性,通过一个中断来重新给PWM输出赋值。欲发送的消息数据从应用层依次输送到会话层、传输层、网络层、数据链路层,然后到达物理层,形成发送波形。在数据链路层时,消息数据的CRC字经计算后附加给数据，物理层确定信道是否可用，然后把数据发送出去。

　　2.4 PWM生成发送波形

　　三级信号波形是通过把DSP控制器的两个PWM输出相加得到的，然后该波形由低通滤波器产生一个正弦波。与标准的二级方波相比,三级波形的奇次谐波能量要小很多,不同的脉冲宽度会产生不同的谐波频率。为了将滤波器需要清除的谐波减到最小,需要确定最佳的脉冲宽度。从下式对称脉冲的傅里叶级数公式,可以找到这个宽度。式（1）中T代表基波频率周期,ω代表脉冲宽度。

　　那么，总的谐波失真THD可用下式表达：

　　对式（2）求最小的总谐波失真,则最佳脉宽大约是周期T的37%；然而,这还没有考虑到低通滤波产生的影响。如果用二阶低通滤波器,将会得到不同的结果。在模拟时，二阶低通滤波器的Q设置为2.3。如果Q很大,THD会更好,但是会造成码间干扰，因此,最好是把正负数字脉宽设为脉冲周期的1/3长,将低通滤波器角频率和数字脉冲序列的频率设为相同。1/3脉宽可以通过使用12倍于发送波形频率的定时时钟信号来获得，如图5所示。通过使用1个模拟电路,将2个数字信号相加,而后低通滤波器滤掉谐波,就可以从PWM输出获得正弦波。

图5 三级波形结构

　　2.5 发送放大器设计

　　发送放大器由SallenKey滤波器决定，发送低通滤波放大器如图6所示。这个电路的传输函数如下：

图6 发送低通滤波放大器

　　这里，R1=kR,R2=R,C1=C,C2=aC。假设放大器增益为2,则vout可以表示如下：

　　Q最大时滤波器的峰值最大，而当商数k/(1+k)为1时Q最大。

　　因此图6中SallenKey滤波器中的电阻R1和R2一般相等，Q根据电容的比值来确定。发送放大器有2个输入端，2个输入信号是从处理器的PWM输出端中的信号过滤而来。放大器发送频率的峰值越大,谐波频率中的相对衰减也越大，因此，希望电阻R1、R2、R3的并联组合与R4电阻相等,以此来获得一个较大的Q值。

　　若定义R4=R，则：

　　此外,定义衰减因素k为：

　　然后,能根据R和k来定义电阻值：

　　定义电容为C1=C,C2=aC,根据A、k、a、R和C，发送放大器的传输函数如下：

　　其中：

　　给定Q,电容比率为：

　　若放大器增益A=2,且取a的较小解,则

　　最后,s=0,传输函数增益为：

　　这样,就求得了所有定义发送放大器部件的参数，通过以上的参数可以设计调制解调器模拟终端。

　　3 结论

　　本文只对电力线调制解调器的硬件设计过程进行了描述，软件设计主要是根据CEA709协议的要求通过DSP来完成的。在设计和实现中还有许多关键技术问题需解决，因篇幅所限未作详细说明。这个基于单一定点DSP控制的调制解调器硬件系统在各种电力条件下进行检测，其功能较稳定和可靠，正应用于智能家居的系统中。

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