在SMPS应用中选择IGBT和MOSFET的比较

　　开关电源 （Switch Mode Power Supply；SMPS） 的性能在很大程度上依赖于功率半导体器件的选择，即开关管和整流器。虽然没有万全的方案来解决选择IGBT还是MOSFET的问题，但针对特定SMPS应用中的IGBT 和 MOSFET进行性能比较，确定关键参数的范围还是能起到一定的参考作用。本文将对一些参数进行探讨，如硬开关和软开关ZVS （零电压转换） 拓扑中的开关损耗，并对电路和器件特性相关的三个主要功率开关损耗—导通损耗、传导损耗和关断损耗进行描述。此外，还通过举例说明二极管的恢复特性是决定 MOSFET 或 IGBT导通开关损耗的主要因素，讨论二极管恢复性能对于硬开关拓扑的影响。

　　SMPS的进展

　　一直以来，离线式SMPS产业由功率半导体产业的功率元件发展所推动。作为主要的功率开关器件IGBT、功率MOSFET和功率二极管正不断改良，相应地也是明显地改善了SMPS的效率，减小了尺寸，重量和成本也随之降低。由于器件对应用性能的这种直接影响，SMPS设计人员必须比较不同半导体技术的各种优缺点以优化其设计。例如，MOSFET一般在较低功率应用及较高频应用（即功率《1000W及开关频率≥100kHz）中表现较好，而 IGBT则在较低频及较高功率设计中表现卓越。为了做出真实的评估，笔者在SMPS应用中比较了来自飞兆半导体的IGBT器件FGP20N6S2 （属于SMPS2系列）和MOSFET器件 FCP11N60（属于SuperFET 产品族）。这些产品具有相近的芯片尺寸和相同的热阻抗RθJC，代表了功率半导体产业现有的器件水平。

　　导通损耗

　　除了IGBT的电压下降时间较长外，IGBT和功率MOSFET的导通特性十分类似。由基本的IGBT等效电路（见图1）可看出，完全调节PNP BJT集电极基极区的少数载流子所需的时间导致了导通电压拖尾（voltage tail）出现。

　　图1 IGBT等效电路

　　这种延迟引起了类饱和 （Quasi-saturation） 效应，使集电极/发射极电压不能立即下降到其VCE（sat）值。这种效应也导致了在ZVS情况下，在负载电流从组合封装的反向并联二极管转换到 IGBT的集电极的瞬间，VCE电压会上升。IGBT产品规格书中列出的Eon能耗是每一转换周期Icollector与VCE乘积的时间积分，单位为焦耳，包含了与类饱和相关的其他损耗。其又分为两个Eon能量参数，Eon1和Eon2。Eon1是没有包括与硬开关二极管恢复损耗相关能耗的功率损耗； Eon2则包括了与二极管恢复相关的硬开关导通能耗，可通过恢复与IGBT组合封装的二极管相同的二极管来测量，典型的Eon2测试电路如图2所示。 IGBT通过两个脉冲进行开关转换来测量Eon。第一个脉冲将增大电感电流以达致所需的测试电流，然后第二个脉冲会测量测试电流在二极管上恢复的Eon损耗。

　　图2 典型的导通能耗Eon和关断能耗Eoff 测试电路

　　开关电源 （Switch Mode Power Supply；SMPS） 的性能在很大程度上依赖于功率半导体器件的选择，即开关管和整流器。虽然没有万全的方案来解决选择IGBT还是MOSFET的问题，但针对特定SMPS应用中的IGBT 和 MOSFET进行性能比较，确定关键参数的范围还是能起到一定的参考作用。本文将对一些参数进行探讨，如硬开关和软开关ZVS （零电压转换） 拓扑中的开关损耗，并对电路和器件特性相关的三个主要功率开关损耗—导通损耗、传导损耗和关断损耗进行描述。此外，还通过举例说明二极管的恢复特性是决定 MOSFET 或 IGBT导通开关损耗的主要因素，讨论二极管恢复性能对于硬开关拓扑的影响。

　　SMPS的进展

　　一直以来，离线式SMPS产业由功率半导体产业的功率元件发展所推动。作为主要的功率开关器件IGBT、功率MOSFET和功率二极管正不断改良，相应地也是明显地改善了SMPS的效率，减小了尺寸，重量和成本也随之降低。由于器件对应用性能的这种直接影响，SMPS设计人员必须比较不同半导体技术的各种优缺点以优化其设计。例如，MOSFET一般在较低功率应用及较高频应用（即功率《1000W及开关频率≥100kHz）中表现较好，而 IGBT则在较低频及较高功率设计中表现卓越。为了做出真实的评估，笔者在SMPS应用中比较了来自飞兆半导体的IGBT器件FGP20N6S2 （属于SMPS2系列）和MOSFET器件 FCP11N60（属于SuperFET 产品族）。这些产品具有相近的芯片尺寸和相同的热阻抗RθJC，代表了功率半导体产业现有的器件水平。

　　导通损耗

　　除了IGBT的电压下降时间较长外，IGBT和功率MOSFET的导通特性十分类似。由基本的IGBT等效电路（见图1）可看出，完全调节PNP BJT集电极基极区的少数载流子所需的时间导致了导通电压拖尾（voltage tail）出现。

　　图1 IGBT等效电路

　　这种延迟引起了类饱和 （Quasi-saturation） 效应，使集电极/发射极电压不能立即下降到其VCE（sat）值。这种效应也导致了在ZVS情况下，在负载电流从组合封装的反向并联二极管转换到 IGBT的集电极的瞬间，VCE电压会上升。IGBT产品规格书中列出的Eon能耗是每一转换周期Icollector与VCE乘积的时间积分，单位为焦耳，包含了与类饱和相关的其他损耗。其又分为两个Eon能量参数，Eon1和Eon2。Eon1是没有包括与硬开关二极管恢复损耗相关能耗的功率损耗； Eon2则包括了与二极管恢复相关的硬开关导通能耗，可通过恢复与IGBT组合封装的二极管相同的二极管来测量，典型的Eon2测试电路如图2所示。 IGBT通过两个脉冲进行开关转换来测量Eon。第一个脉冲将增大电感电流以达致所需的测试电流，然后第二个脉冲会测量测试电流在二极管上恢复的Eon损耗。

　　图2 典型的导通能耗Eon和关断能耗Eoff 测试电路

　　在硬开关导通的情况下，栅极驱动电压和阻抗以及整流二极管的恢复特性决定了Eon开关损耗。对于像传统CCM升压PFC电路来说，升压二极管恢复特性在Eon （导通） 能耗的控制中极为重要。除了选择具有最小Trr和QRR的升压二极管之外，确保该二极管拥有软恢复特性也非常重要。软化度 （Softness），即tb/ta比率，对开关器件产生的电气噪声和电压尖脉冲 （voltage spike） 有相当的影响。某些高速二极管在时间tb内，从IRM（REC）开始的电流下降速率（di/dt）很高，故会在电路寄生电感中产生高电压尖脉冲。这些电压尖脉冲会引起电磁干扰（EMI），并可能在二极管上导致过高的反向电压。

　　在硬开关电路中，如全桥和半桥拓扑中，与IGBT组合封装的是快恢复管或MOSFET体二极管，当对应的开关管导通时二极管有电流经过，因而二极管的恢复特性决定了Eon损耗。所以，选择具有快速体二极管恢复特性的MOSFET十分重要，如飞兆半导体的FQA28N50F FRFETTM。不幸的是，MOSFET的寄生二极管或体二极管的恢复特性比业界目前使用的分立二极管要缓慢。因此，对于硬开关MOSFET应用而言，体二极管常常是决定SMPS工作频率的限制因素。

　　一般来说，IGBT组合封装二极管的选择要与其应用匹配，具有较低正向传导损耗的较慢型超快二极管与较慢的低VCE（sat）电机驱动IGBT组合封装在一起。相反地，软恢复超快二极管，如飞兆半导体的StealthTM系列，可与高频SMPS2开关模式IGBT组合封装在一起。

　　除了选择正确的二极管外，设计人员还能够通过调节栅极驱动导通源阻抗来控制Eon损耗。降低驱动源阻抗将提高IGBT或MOSFET的导通 di/dt及减小Eon损耗。Eon损耗和EMI需要折中，因为较高的di/dt 会导致电压尖脉冲、辐射和传导EMI增加。为选择正确的栅极驱动阻抗以满足导通di/dt 的需求，可能需要进行电路内部测试与验证，然后根据MOSFET转换曲线可以确定大概的值 （见图3）。

　　图3 MOSFET的转移特性

　　假定在导通时，FET电流上升到10A，根据图3中25℃的那条曲线，为了达到10A的值，栅极电压必须从5.2V转换到6.7V，平均GFS为10A/（6.7V-5.2V）=6.7mΩ。