开关型锂离子电池充电控制器MAX745应用
电池电压和电流由电流型PWM型DC/DC变换器控制。该控制器通过驱动两只外接N沟道MOSFET，控制输入电源的接通与关断。该控制器通过设定开关电压的脉冲宽度，使充电电流和电池电压保持稳定。采用双N沟道MOSFET，可降低元器件的价格。
PWM控制器的核心是一个多输入比较器。该比较器将三个输入信号相加，以决定开关信号脉冲的宽度，从而设定电池电压和电流。三个信号分别是电流取样放大器的输出电压、GMV或GMI误差放大器的输出电压和确保电流控制回路稳定的斜率补偿信号。
电流取样放大器的输出电压，通过PWM比较器与GMV或GMI放大器输出较低的误差电压比较。采用电流型反馈可减小电感对输出LC滤波器的影响，从而使电路稳定工作。
4.5 MOSFET驱动器
MAX745通过改变外接N沟道MOSFET导通与关断的时间，调整电池充电电压和电流。由于高端N沟道MOSFET的栅极驱动电压必须高于输入电源电压，所以必须用充电泵来提高栅极电压。在实际应用电路中，当同步整流MOSFET（MIB）导通时，电容器C7通过二极管VD2充电。由于C7的一端接LX脚（MIA的源极），所以高端驱动器输出脚（DHI）可使高端MOSFET的栅极电压升高到BST脚电压。该脚电压高于输入电源电压，因此可使高端MOSFET导通。
同步整流MOSFET(MIB)与普通续流二极管的作用相同，但电压降较低，因此可以提高充电器的效率。从高端MOSFET关断到同步整流MOSFET导通之前有一个死区时间，从同步整流MOSFET关断到高端MOSFET导通之前也有一个死区时间，LX脚与电源接地脚PGND之间（也即MIB的漏极和源极之间）接入肖特基二极管VD1，在开关转换期间，可防止因同步整流MOSFET的体二极管在死区内导通而产生短路电流。如果对充电器的效率要求不高，可以不接二极管VD1，但此时同步整流MOSFET的功耗将增加。
因为只有同步整流MOSFET导通时，BST脚外接电容才充电，所以同步整流MOSFET不能用普通的整流管代替，但是为了保证BST脚外接电容器充电，同步整流MOSFET可以用小功率MOSFET（比如2N7002）代替。在这种情况下，大部分充电电流流过二极管VD1，而不是流过同步整流MOSFET。
4.6 内部稳压器和基准电压源
MAX内部低压差线性稳压器输出的5.4V电压加在VL脚，除了给内部电路供电外，还可给外部电路供电。线性稳压器输出电流为25mA，内部电路约需4mA，因此VL脚可为外电路提供21mA电流。外接MOSFET的栅极驱动电流由VL脚提供。估算MOSFET所需的驱动电流时，可用MOSFET栅极电荷乘以开关频率（300kHz）。为确保电源电压稳定，VL脚应外接4.7μF电容器。
内部5.4V稳压电源再经过一级低压差稳压器后，可产生4.2V基准电压，为了保证基准电压稳定，REF脚应外接容量等于或大于0.1μF的电容器。
4.7 最高输入电压
充电器输入电压必须比最高电池电压高2V，充电电压才能稳定在规定值。由交流适配器供电时，充电器输入电压中交流纹波分量较大，纹波最低点的电压仍必须比最高电池电压高2V。
采用实际应用电路中的元件，最高输入电压可按下式计算：
式中 UIN为输入电压；VD6为二极管D6两端电压，典型值为0.4V—0.5V;ICHG为充电电流；RDS(ON)为高端MOSFET（MIA）的导通电阻；RL为电感的串联电阻值；RI为电流取样电阻的阻值。
评论