基于PEV的双向DC／DC变换器的研究 2012-08-23

2 双向大功率DC／DC变换器
双向DC／DC变换器按是否含变压器分为隔离型和非隔离型。隔离型模块的可靠性高，但成本高、效率差。在大功率输入输出的情况下，非隔离型双向DC／DC模块以其简单的结构和较高的功率传输效率成为理想的选择。双向DC／DC变换器模型如图2所示。

超级电容在放电时，双向大功率DC／DC变换器工作在boost模式下。此时，IGBT1始终保持在关断状态，其反并联的二极管作续流二极管用，仅控制IGBT2的开断以保持恒压放电。超级电容充电时，双向大功率DC／DC变换器则工作在buck模式下。此时，IGBT2始终保持在关断状态，其反并联的二极管作续流二极管用，仅控制IGBT1的开断以保持恒流充电。
下面主要分析双向大功率DC／DC变换器在boost和buck模式下的电气参数、控制参数和输出特性的关系。
3 双向DC／DC变换器控制
对于该电路，在boost模式情况下，电感L的大小通常根据电路的纹波要求来设计。电路工作在连续模式下，可知。由于超级电容的输出电压会随着功率的输出而降低，因此通常我们考虑输出电压在一个范围内变化。
本文中超级电容输出电压的变化范围是150V≤Ui≤250 V，Uo稳定在500 V。由此，可计算占空比的取值范围

上式可以看成是仅含变量D的一个函数。对函数L(D)求导后发现，当D=1／3时，L取得最大值。保证电路工作在连续导电模式下，△iL≤ 2IL。考虑到电感会饱和，除此之外，IGBT的峰值电流和电压损耗问题也需要减小。在实际中我们通常取△iL≤0．25IL。在本文中，取△iL ≤0．25IL。fs为开关管的工作频率，当频率高的时候，输出谐波含量少，有利于滤波。但是，开关损耗增加。当开关频率低时，波形质量会很差。因此，应综合选取开关管频率。本文选取开关频率为20 kHz。

根据以上计算，电感取值为1 mH，电容取值为470μF。当变换器工作在boost模式下，需要得到恒定的输出电压，此时选用电压反馈控制方式。如图3所示，将输出电压采集后与参考电压比较，通过PI调节器后，与三角波比较生成PWM波控制IGBT的开断。

此模式下，boost电路的输入端为超级电容，初始电压为250 V。放电过程中，电压呈指数下降，放电时间为20 s，电压最后为150 V。在此过程中，保证变换器输出端电压始终为500 V，如图4所示。

当变换器工作在buck模式下，需要得到恒定的电流为超级电容充电，此时选用电流反馈控制方式。如图5所示，采集输出电流与给定电流比较，通过PI调节器后，再与三角波比较，生成PWM波控制IGBT的开断。

此模式下，buck电路是输入为逆变器的直流侧，初始电压为500 V。充电时间10 s。电压下降，输出充电电流恒为200 A。图6中为buck模式下输入电压、输出电流图。

4 结束语
本文分析了大功率双向DC／DC变换器在纯电动汽车中与超级电容器的配合应用，在不同的功率流向时，需要考虑不同的控制方式。通过仿真分析，在不同的时间对在同一电路中的两个开关管分别控制，能达到超级电容恒压放电和恒流充电的工程要求，证明该系统稳定可行。