引言
随着社会经济从纸张型向数字信息管理型方向发展，用于数据处理、存储和网络的数据中心在个人业务、学术和政府体系等众多领域发挥着重要的作用。不过，与此同时，数据中心的供电和冷却成本也在不断攀升。对于现代的数据与电信电源系统，更高的系统效率和功率密度已成为核心焦点，因为小型高效的电源系统意味着节省空间和电费账单。
从拓扑的角度来看，同步整流器的传导损耗和开关损耗都更低，能够提高这些转换级的效率，因而是开关模式电源次级端的基本构建模块，在服务器电源或电信整流器等低压及大电流应用中非常流行。如图1所示，它取代了肖特基整流器，可使电压降变得更小。从器件角度来看，过去十年中，功率MOSFET晶体管的进展巨大，催生出了新颖的拓扑和高功率密度电源。20世纪早期平面技术问世之后，中低电压MOSFET迅速被开发出来，利用沟槽栅技术来大幅提高性能。沟槽栅MOSFET是中低电压电源应用的首选功率器件，其把一个栅极结构嵌入到精心蚀刻在器件结构上的沟槽区域中。这种新技术可以提高沟槽密度，并无需JFET阻抗元件，因此能够使特征导通阻抗降低30%左右。当MOSFET的导通阻抗与漏极电流的乘积小于二极管正向电压降时，同步整流的能量损耗降低。
不过，在同步整流方面，低导通阻抗并非电源开关的唯一要求。为了降低驱动损耗，这些器件的栅极电荷也应该很小。软体二极管的反向恢复特性有助于削弱电压尖刺的峰值，从而降低缓冲电路损耗。另外，还有输出电荷QOSS和反向恢复电荷Qrr造成的开关损耗。因此，中低压MOSFET的关键参数，如RDS(ON)、QG、QOSS、Qrr和反向恢复特性，直接影响到同步整流系统的效率。被称为PowerTrench MOSFET的新型中压功率MOSFET，则针对同步整流进行了高度优化，可为服务器电源或电信整流器提供更高的效率和功率密度。
针对同步整流进行优化的功率MOSFET
在开关模式电源中，RDS(ON)×QG FOM（品质因数）一般被视为衡量MOSFET性能的唯一重要的指标。因此，已经开发出数项提高RDS(ON)×QG FOM的新技术。虽然这些年来MOSFET技术和单元结构经历了巨大的革新，但MOSFET垂直单元结构大致仍可分为三类：平面型、沟槽型和横向型。在这三类结构中，沟槽栅MOSFET已成为BVDSS200V的高性能分立式功率MOSFET的主流。这主要是因为这种器件不仅特征导通阻抗特别低，而且能够在BVDSS范围内获得出色的RDS(ON)×QG品质因数（FOM）。
沟槽栅结构可以大幅减小沟槽阻抗（Rchannel）和JFET阻抗（RJFET），而对低压MOSFET（BVDSS200V）来说，JFET阻抗正是造成导通阻抗的主要原因。沟槽结构能够提供最短的漏-源电流路径（垂直），以此降低RDS(ON)，利用这种醒目的优势，无需任何JFET夹断效应（pinch-off effect）即可提高单元密度。每个区域的相关阻抗所占的百分比差异很大，取决于具体的设计与BVDSS。尽管降低传导损耗必需要降低RDS(ON)，但必须考虑到更高的FOM，对现有最优化结构的沟槽深度和宽度进行权衡折衷。标准沟槽单元常常有一些变体设计，旨在保持低阻抗，同时提高FOM。图2所示的传统沟槽栅结构通过增加沟槽的宽/长比来获得更低的导通阻抗。为了提高开关性能，增大CGS/CGD比，随之业界又开发出了在沟槽底部生长一层厚氧化层的技术，如图3所示。
这种方案不仅有助于减小栅-漏叠加电容CGD，还能改善漂移区阻抗。此外，它也有利于降低导通阻抗与栅极电荷，因为现在可以一方面通过薄栅极氧化层来获得更低的Vth与导通阻抗，同时又还可以在沟槽底部采用加厚氧化层以获得最低的CGD。还有一种技术就是采用电荷平衡或超级结器件结构。它最初是针对高压器件开发的，现在也可用于低压器件。利用电荷平衡方案，可以在漂移区获得两维电荷耦合，因而能够在漂移区采用更高的掺杂浓度，最终降低漂移阻抗。相比前代技术，这种新型中压功率MOSFET不仅在特征阻抗方面有大幅度改进，同时其原本相当出色的开关特性也得到进一步提高。
除了RDS(ON)和QG之外，同步整流结构中的其它参数，如体二极管反向恢复、内部栅极阻抗以及MOSFET的输出电荷（QOSS），现在也变得更具相关性。在开关频率和输出电流较高时，这些损耗元件的重要性便更为明显。飞兆半导体的中压MOSFET产品现在开始针对二极管反向恢复以及输出电容的最小化进行优化。
同步整流的功耗
电源开关的主要功耗是传导损耗和开关损耗。此外还有输出电容引起的电容性损耗、漏电流造成的关断状态（off-state）损耗、反向恢复损耗和驱动损耗。在高压大功率应用中，这些损耗常常被忽略；而对于数瓦的应用，众所周知电容性损耗可能高达总功耗的50%以上。必须注意的一点是，漏电流超标的不合格器件可能导致热耗散故障，尤其是在环境温度高的情况下，然而这是很常见的事。在低压应用中，驱动损耗可占总功耗的很大部分，因为相比高压开关，低压开关的传导损耗非常小。在轻负载条件下，传导损耗极小，驱动损耗更为重要。随着电脑节能拯救气候行动（Climate Savers Computing Initiative）等新的效率规范的推出，驱动损耗成为轻载效率的关键因素。驱动损耗可通过下式求得。
公式1
开关频率和栅极驱动电压属于设计参数，而栅极电荷值则由数据手册提供。同步整流与二极管整流器的一个不同之处是，MOSFET是一种双向器件。图5显示了一般情况下，在传导期间从源极到漏极流经MOSFET沟槽的电流，以及在死区时间内流经体二极管的电流。由于同步整流中，体二极管的导通先于栅极导通，故同步开关可以采用零电压开关技术。由于同步整流中，软开关在开关导通和关断瞬间工作，dVds/vt为零。因此，CGD（因dVds/dt）的电容性电流也为零。
鉴于这种顺序，应该谨慎选择式1中的栅极电荷值。由于导通瞬间同步开关上无电压，这时不会发生“米勒效应”。因此，得到的栅极电荷值近似等于总栅极电荷QG减去栅极电荷的栅漏极部分QGD。不过，这仍然是对驱动损耗的乐观估计，实际中，同步开关的栅极电荷值并不等于简单的QG-QGD估算值，这是因为在同步整流中，漏极和源极之间存在一个负偏压，而数据手册中的QG和QGD是利用正偏压测得的。而且，Vth以下的QSYNC曲线类似于Vth以上的斜线，因为同步整流中，零电压开关期间这两个区域的漏源电压都为零。同步整流的栅极电荷QSYNC可利用图6所示的简单电路，并在Q1和Q2上加载适当的驱动信号来测得。
利用已知的电阻值，可通过下式求得QSYNC，这样就可以更准确地估算出栅极驱动功耗。同步整流中，QSYNC较小，器件的性能也较好。如图7所示，同步整流的功率MOSFFET的栅-源电压上无平坦区。
公式2
在同步整流中，要降低QSYNC，CGS(Ciss-Crss)是更加关键的因数。如图8所示，由于设计优化，相比4.5毫欧的竞争产品，3.6毫欧PowerTrench MOSFET的CGS大幅度减小。如表1所示，相比4.5毫欧和3.0毫欧的竞争器件，3.6毫欧PowerTrench MOSFET的QSYNC分别降低了22%和59%。图9对栅极驱动电压为10V，开关频率为100kHz的27V同步整流级的驱动损耗和传导损耗之比进行了计算和比较。这里有两个同步开关，在10%的负载条件下，3.0毫欧竞争产品的驱动损耗是传导损耗的两倍。
数据手册上规定的二极管反向恢复时间（Trr）和反向恢复电荷（Qrr）一般用于正向开关损耗的计算。在利用数据手册上的Qrr值来计算损耗时，须注意一点：体二极管的反向恢复电流是许多参数的函数，比如正向电流IF、反向恢复diF/dt、DC总线电压和结温Tj，其中任何一个参数的增加都会导致Qrr的提高。数据手册上的条件通常比典型的转换器工作条件低。由于开关转换器需尽可能快地对功率MOSFET进行转换，边缘速率，如diF/dt，可能比数据手册上的条件快10倍之多，从而使同步整流的Qrr大大增加。
输出电荷Qoss和反向恢复电荷Qrr在关断开关的同时也造成损耗。因此，Coss和Qrr产生的功耗可通过下式求得。
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