解决高频脉冲逆变器中电压过冲和实现变换器软换流问题

高频脉冲交流环节逆变器[1][2]具有双向功率流、两级功率变换(DC/HFAC/LFAC)、变换效率和可靠性高等特点，但存在周波变换器器件换流时的电压过冲现象等缺点，通常需要采用缓冲电路或有源电压箝位电路来吸收存储在漏感中的能量，从而降低了变换效率或增添了电路的复杂性。因此，在不增加电路拓扑复杂性的前提下，如何解决高频脉冲交流环节逆变器固有的电压过冲现象和实现周波变换器的软换流，是这类逆变器的研究重点。

1 高频脉冲交流环节逆变器电路拓扑族

高频脉冲交流环节逆变器电路拓扑族，如图1所示。这类电路由高频逆变器、高频变压器、周波变换器构成，具有电路拓扑简洁、两级功率变换(DC/HFAC/LFAC)、双向功率流、变换效率高等优点。

图1(a)及图1(b)所示推挽式电路适用于低压输入变换场合，图1(c)～图1(f)所示桥式电路适用于高压输入变换场合；图1(a)，图1(c)及图1(e)所示全波式电路适用于低压大电流输出场合，而图1(b)，图1(d)及图1(f)所示桥式电路适用于高压小电流输出场合。

2 双极性移相控制高频脉冲交流环节逆变器稳态分析

2.1 双极性移相控制原理

以全桥全波式电路拓扑为例，其双极性移相控制原理，如图2所示。输出电压uo与正弦基准电压uref比较，经PI调节器得到误差放大信号ue，ue分别与极性相反的两个载波信号uc1及uc2比较后，经上升沿二分频，再按输出滤波电流极性选择导通，得到开关S5及S6的驱动信号。开关S7及S8的驱动信号分别与S5及S6的信号反相互补，并且有换流重叠时间(图2中未画出)。将载波信号uc1二分频后得到开关S1和S4的驱动信号，反相后得到开关S2和S3的驱动信号。

让周波变换器的功率开关S5与S7(S6与S8)之间存在换流重叠导通时间、功率开关S5与S6(S7与S8)按滤波电感电流iLf极性选择导通，从而使得该控制方案具有如下优点：

1)周波变换器换流重叠期间实现了变压器漏感能量的自然换流，实现了功率器件的零电流开关，解决了固有的电压过冲现象；

2)实现了滤波电感电流的自然续流；

3)滤波电感电流极性选择信号的引入避免了换流重叠期间周波变换器中的环流现象；

4)每个开关周期内两次交流侧的能量回馈实现了逆变桥所有功率器件的零电压开通。

功率开关S5、S6与S1、S4(S7、S8与S2、S3)之间的驱动信号均有相位差θ(0≤θ≤180°)，在一个开关周期的共同导通时间DTs/2可表示为

由于移相角θ和共同导通时间DTs/2均按正弦规律变化，且输出滤波器前端电压uDC为双极性SPWM波，因此这种控制方式称为双极性移相控制。调节移相角θ可以实现输入电压或负载变化时输出电压的稳定。

2.2稳态分析

设变压器原、副边漏感相等，即Llk1=Llk2=Llk3=Llk。一个开关周期内逆变器有12种工作模式，如图3所示。

t=t1～t2：t1时刻，功率开关S1及S4实现了ZVS开通，输出滤波电感电流iLf经功率开关S7及S8续流，交流侧能量经D1及D4回馈到直流电源，如图3(b)所示。t=t2～t3：t2时刻S5实现了ZCS开通，在此换流重叠期间，iLf由S7、S8和S5、S6两路流通，i2快速增长，i3快速下降；i1快速由负转换为正，如图3(c)所示。设变压器原边绕组感应电动势为e，则有