双输出单级PFC变换器驱动高亮LED的方法

　　1 引言

　　如今，LED 已经广泛应用于液晶背光、汽车、交通灯以及通用照明。根据IEC 61000-3-2 C 类法规，需要对大于25W 的LED 通用照明驱动器进行功率因数校正（ Power Factor Correction，PFC） ，因此低成本的功率因数校正方案成为关注的研究课题。

　　AC /DC 变换器中常见的有源功率校正（ Active PowerFactor Correction，APFC） 电路是两级PFC 电路，前一级电路用来进行功率因数校正，后一级电路用作DC /DC 变换器。由于存在两个级联功率级，这一类电路的尺寸和成本通常都比较高，因此，出现了另一类APFC 拓扑，这类拓扑把PFC 电路和DC /DC变换器集成在一起，它们共用一个有源功率开关，成为单级AC /DC 变换器，进而降低了成本，这种APFC 电路现在已经广泛应用于镇流器，充电器中。

　　将多路输出变换器作为LED 驱动器，可实现用一个变换器满足多个不同等级的恒流输出需求，从而降低了驱动器的成本。而传统的多路输出变换器，如变压器耦合方式，加权反馈调节方式，虽可实现多路恒压输出，但不能实现多路恒流输出。基于此，本文提出了一类双输出单级反激PFC 拓扑。

　　此类拓扑在DCM 下，即可实现各路独立调节的恒压输出，也可实现各路独立调节的恒流输出，并且实现了功率因数校正。为了避免变换器两路输出的交叉影响，应用时分复用方法实现了每一条输出支路电流的独立调节，从而可使每路分别驱动不同类型的LED，而且驱动器其中一路故障不会影响另一支路的正常输出，提高了驱动器的可靠性； 由于此方法只用到一个磁性元件即可实现两路恒流输出，整流桥后不需要大的高压储能电容，进而降低了驱动器的成本。变换器工作在DCM、定频、定占空比下，还可获得较高的功率因数。最后通过仿真与实验验证了本文研究结果的正确性与有效性。

　　2 独立调节双恒流输出反激拓扑

　　图1 为独立调节双路恒流输出单级反激PFC变换器的拓扑图及其开关时序。图1 （a） 为独立输出绕组型拓扑，两路输出分别由两个独立绕组提供。

　　图1（ b） 为共用输出绕组型拓扑，两路输出由同一个绕组分时提供。无论是独立输出绕组型还是共用绕组型，若两个电路满足D1a + D2a 《 0. 5，并且D1b +D2b 《 0. 5，则可使两路工作在互补的相位Фa和Фb，通过时分复用信号TMS （ Time-Multiplexing Signal，TMS） 分别对两路进行复用控制。如图1 （ c） 所示，当Soa = 1，变换器对A 路输出进行调节，原边开关电流Ip在D1aT 阶段线性上升，在D2a T 续流阶段电流Isb线性下降，D3a T = （ 1 - D1a - D2a） T 时，电流Isb为零，此时，变换器处于DCM 工作模式； 当Sob = 1，变换器对B 路输出进行调节，若B 路工作时变换器也处于DCM 工作模式，就可实现两路无交叉影响控制。

　　图1 独立调节双路输出单级反激PFC变换器及其开关时序

　　Flyback 变换器在DCM 模式下具有天然的PFC能力，输入电流可以自动跟踪输入电压且保持较小的电流失真。如果变换器工作在DCM、定频、定占空比下，变换器可以获得较高的功率因数。对于本文提出的双路输出反激变换器，在DCM 模式无交叉影响的条件下，如果每一路均可以实现较高的功率因数，那么整个变换器也可以实现较高的功率因数。

　　3 功率因数校正控制实现

　　如图2 所示为电压型PWM 控制双输出单级反激PFC LED 驱动器及控制实现。每路均采用LED串联方式连接。A、B 两路输出电流的采样电压Voa、Vob分别与两个参考电压Vref1、Vref2进行比较，再通过误差比较器产生误差信号Ve1、Ve2.锯齿波信号Vsaw同时与这两个误差信号进行比较产生C1，C2 信号。

　　由时分复用信号产生器产生的时分复用信号TMS给选择器提供选择信号，进而决定在一个周期内控制器选择每路的占空比信号C1 或C2.选择器的输出信号Vs1经过隔离后作为主开关Q1 的驱动信号，而时分复用信号Vsa（ TMS） 及其互补信号Vsb分别作为开关Q2、Q3 的驱动信号。

　　图2 双路输出单级反激PFC 驱动器及控制环路示意图。双路输出单级反激PFC 变换器控制时序#e#

　　图3 所示为双路输出单级反激PFC 变换器原边电流iQ1，副边电流iQ2，iQ3的控制时序示意图，图中时分复用信号（ TMS ） 决定了调节的支路。当TMS = 1 时，变换器对A 路进行调节，此时变换器根据A 路的设计参数进行工作，此路原边与副边开关电流峰值包络线分别如图3 中的IQ1_A（ θ） 和Ipkp_Q2（ θ） 所示； 当TMS = 0 时，变换器对B 路进行调节，此时变换器就根据B 路的设计参数进行工作，此路原边与副边开关电流峰值包络线分别如图3 中的IQ1_B（ θ） 和Ipkp_Q3（ θ） 所示； 变换器输入平均电流为两路输入电流的平均值，如图3 中的IQ1_avg（ θ） 所示。

　　图3 双路输出单级反激PFC 变换器控制时序示意图。

　　为了实现定占空比控制，单级反激PFC 变换器误差放大器的带宽必须要小于2 倍工频，一般为10~ 20Hz 左右，这样设置的误差放大网络对输出工频纹波及输入的正弦电压不会很敏感，即可实现定占空比要求，从而实现PFC。

　　为了使双路输出无交叉影响以及PFC 功能，保证电路工作在DCM 下是非常重要的。为了保证电感电流处于断续模式，A 路应满足：

　　输入电压经过全桥整流后可表示为：