使用一次侧回授的4.2W GU10 LED照明驱动器（一）

１　理论操作

1.1 TPS92310 控制器

对于额定功率较低的 LED 照明来说，单级反激结构是一款颇具吸引力的拓扑结构。单级反激结构之所以能够广泛用于 LED 照明，其原因如下：

l 电隔离减少了总体物料清单成本 (BOM)
l 使用特殊控制架构（例如：恒定导通时间控制等）的高功率因数
l 相比其他双级拓扑结构，外形尺寸更小

尽管单级反激结构用于 LED 照明时拥有诸多优点，但仍然有一些问题需要解决。这些问题包括：

l 高功率因数
l 稳定的线压和负载调节，实现一次侧回授 (PSR)
l LED 开路或者短路保护

TI TPS92310 控制器是一种单级一次侧传感 AC/DC 控制器，用于驱动高亮度 LED 的恒定电流。它工作在零电流检测转换模式 (TM) 下。线压半周期内，“导通时间”(TON) 几乎恒定不变。因此，它本身便具有功率因数校正 (PFC)，因为主绕组的峰值电流，随输入线压曲线变化而变化。对 TON 进行调节，以便将 LED 电流调节至预设水平，而该水平由一个外部检测电阻器设置。TON 同时也用于反激、升压以及降升压转换器的控制设计。这种转换器工作在转换模式下，使用固定不变的导通时间控制来达到高功率因数。另外，TON 还可用于对工作在转换模式的降压转换器进行控制，其通用 LED 驱动器使用峰值电流控制。

一次侧检测不要求使用光耦合器和二次侧电路，因此组件数目更少，PCB 解决方案也更紧凑。另外，这种控制器还拥有逐周期电流限制、输出短路保护、输出过压保护 (OVP) 或者开路 LED 保护、短路 LED 保护以及热关机保护等功能，而所有这些功能都为 LED 照明提供了保护措施。

1.2 恒定导通时间控制

在传统升压功率因数校正转换器中，恒定导通时间控制的转换模式通常用于让输入电流与输入电压保持同相，以获得高功率因数和低总谐波失真 (THD)。

对于工作在转换模式下的单级反激拓扑结构来说，它并非本身固有的功率因数校正，因为占空比和频率在形状循环期间始终会不断变化。因此，在这种条件下，功率因数和总谐波失真都不理想。幸运的是，过滤模式下工作的单级反激拓扑使用固定（恒定）TON，仍然可以达到高功率因数和低总谐波失真。如图 1 所示，平均输入电流为一个近似正弦波，且其相位与输入电压相同。


图 1 TON 和 TOFF 期间电流波形

本设计中，TPS92310 控制器被配置在恒定导通时间控制模式下，如果用一个大容量电容器连接至 COMP 引脚，以对单级反激应用的 100-Hz 线压纹波进行滤波，则开关的开启时间可以固定不变。但是，为了降低电路板的体积，该参考设计并非为一种没有功率因数校正功能的单级结构，因此我们使用了一个小容量补偿电容器，目的只是保持控制环路的稳定性。由于反激结构的 DC 输入电压较稳定，因此该开启时间几乎固定不变。
1.3 一次侧检测的恒定电流控制

据此，图 2 显示了一次电流、二次电流和 Vds 电压，平均输出电流 Io 的计算方法如下：

其中：
2 × Tdly =MOSFET 漏极上振铃时间的一半
N=一次绕组与二次级绕组的变压器匝数比
Ip_pk=一次电流
Is_pk=二级电流
Io=平均输出电流（LED 电流）


图 2 电流及 Vds 电压波形

为了调节输出电流，该转换器使用了一个 PWM 控制电路，如图 3 所示。这种电路包括了充电和放电工作模式。充电工作模式由内部基准电流IREF × time (TON + TOFF + 2TDLY)控制。放电工作模式由 TOFF 开关和 Ipk 电流源控制，其与一次侧峰值电流成比例关系。COMP 电压电平可代表栅极驱动 TON。

在正常运行期间，如果放电 Q(Ipk × TOFF) 大于充电 Q (IREF × (TON + TOFF +2TDLY))，则 COMP 引脚电压下降，结果栅极输出 TON 在下一个周期时增加。另外，如果充电 Q(IREF × (TON + TOFF + 2TDLY)) 大于放电 Q (Ipk ×TOFF)，则 VCOMP 上升，栅极驱动器输出TON在下一个周期增加。如果充电 Q 等于放电 Q，则VCOMP电压稳定。因此，当大容量电容器连接至COMP引脚对 100-HZ 线压纹波进行滤波时，在半个正弦周期产生一个固定导通时间，从而实现功率因数校正。在没有使用功率因数校正维持环路稳定情况下，并且仅用于反激拓扑结构时，可以使用一个小容量电容器连接 COMP 引脚。


图 3 充电和放电方块图

该控制器实现了一次电流反馈与调节，以维持恒定输出 LED 电流。图 4 显示了 TPS92310 控制器的方块图。红色虚线表示一个主控制回路。

图 4 TPS92310 方块图