通过模拟减法消除 PWM DAC 纹波(2)

该电路的基本工作原理是PWM 纹波信号电流与 PWM 信号电流的 AC 耦合（通过 C2）逆向无源求和（通过 R1 和 R2），然后在 DAC 输出电容器 C1 中对求和进行积分。由此产生的纹波分量的部分抵消允许足够的纹波衰减，同时使用比单级 RC 滤波器所需的滤波器时间常数短得多的时间常数。更快的响应和更短的稳定时间是回报。

用于过滤和衰减 PWM DAC 输出纹波，十多年来我发现它非常有用。

它通过 PWM 信号与其交流耦合逆信号的无源求和来工作，目的是在不影响直流分量的情况下衰减不需要的交流纹波信号分量（图 1 ）。

图 1原始纹波减法拓扑。

然而，关于这个想法如何运作的一些更精细的细节并没有在初的短文中得到充分探讨。这是一些被省略的内容。

该电路的基本工作原理是PWM 纹波信号电流与 PWM 信号电流的 AC 耦合（通过 C2）逆向无源求和（通过 R1 和 R2），然后在 DAC 输出电容器 C1 中对求和进行积分。由此产生的纹波分量的部分抵消允许足够的纹波衰减，同时使用比单级 RC 滤波器所需的滤波器时间常数短得多的时间常数。更快的响应和更短的稳定时间是回报。

然而，这种限制其速度的电流模式方案的一个缺点是，在 PWM 输入占空比发生阶跃变化后，R1 和 R2 电流的符号相反但幅度相等，因此它们的总和必须暂时为零. 因此，在 C1 没有任何积分的情况下，DAC 输出信号无法开始响应阶跃，直到 C2 开始充电，减少通过 R2 的电流，使 R1 和 R2 的电流不相等，并为 C1 提供除零以外的值以进行积分. 这种不需要的空值间隔在图 2中显示为输出波形上升沿中明显的时间延迟。

这种对 DAC 响应时间的限制似乎是电流模式求和拓扑不可避免的缺点。虽然它仍然比单级 RC 滤波器快（很多），但它可能不如它可以/应该的那么快。

图 2显示前沿延迟的电流模式纹波减法响应。

于是，我开始疑惑。如果首先计算纹波和 PWM电压而不是电流，然后相互减去以实现纹波抵消，会发生什么情况？能否从初的想法中榨取更多的性能，同时又不失去初使它具有吸引力的简单性？  图 3的拓扑就是答案。

图 3新型电压模式纹波减法电路

新电路的运行依赖于串联的电容器 C1（产生 PWM 直流电压分量）和 C2（提供反向纹波分量）。电压总和是串联电容器连接所固有的，因此，与 2017 年的电路一样，从直流输出中减去交流纹波。事实证明，如果 R1C1 时间常数刚好等于 2Tpwm 或 PWM 周期的两倍——在这个具有 1MHz 时钟的 8 位 PWM 示例中仅为 512?s，则纹波衰减足以满足 8 位分辨率。更快的时钟当然会允许更短的时间常数。

请注意，新滤波电路的元件总数与原来的完全相同：一个反相器（例如，1/6 SN74HC04）、两个电阻器和两个电容器。

图 4显示无前沿延迟的电压模式阶跃响应。

图 4显示了它的阶跃响应，现在在 T = 0 时立即开始，这与图 2 的电流模式求和延迟不同，在约 16 个 PWM 周期 = 约 4ms 内产生 8 位稳定 Tpwm。

图 5电流模式（红色）与电压模式（绿色）响应的比较。

图 5比较了原始电流模式设计 (~23 Tpwm) 与新电压模式版本 (~16 Tpwm) 的 8 位阶跃建立时间。

响应速度提高 44% (23/16) 似乎是值得的性能改进，特别是考虑到相关的电路复杂性和成本增加 0%。

应用于原始电流模式拓扑的详细说明（例如，利用更快的时钟速率、精密模拟开关和电压参考来提高精度、噪声和准确度）当然将直接应用于这个新的电压模式版本。