基于单脉冲试验的IGBT模型的电压应力测试分析

IGBT（绝缘栅双极型晶体管）是由MOS（绝缘栅型场效应管）和BJT（双极型三极管）组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件，IGBT 作为功率设备的核心器件，在电力电子设备中有着广泛的应用^[1，2]。市场不仅追求着低成本和高功率密度，对性能和可靠性要求也更高^[3，4]。IGBT 的开关暂态特性限制着它的最大工作结温、最大开关频率、EMC 性能、散热性能、优化电路系统等性能^[5]。

为了进一步了解IGBT 工作性能，笔者搭建了光伏3代IGBT 采用T 型三电平拓扑，额定输出线电压315 V，电流230 A，设计输入电压范围500 ～ 1 000 V。目前备选IGBT 模块为英飞凌F3L400R12PT4_B26、西门康SKiM400TMLI12E4B、富士4MBI400VG-120R-50。英飞凌IGBT 模块已经搭建了实验样机，初步的测试表明英飞凌IGBT 模块的关断电压应力很大。因IGBT 桥臂的耐压为1 200 V，关断时只承受一半的母线电压，电压应力不是问题。IGBT 的钳位耐压值为650 V( 英飞凌、西门康) 或600 V( 富士)，关断电压尖峰问题很严重^[6]。

1   单脉冲测试原理

本文设计IGBT 测试采用单脉冲测试，开通或关断状态都能测试。为方便起见，只对T3 做单脉冲测试。单脉冲实验原理示意如图1 和图2 所示。

图1 英飞凌IGBT模块示意图

图2 富士IGBT模块示意图

图1 为英飞凌IGBT 示意图，对T2 做单脉冲测试时，短路其他IGBT 门极。电压施加于BUS+ 和BUS_N 功率端子，电感器并联于BUS+ 和交流输出端子。当T2 IGBT 开通时，母线电压通过T2 反并二极管D2 T3施加于电感上，电感电流线性上升，如红色实线所示。当到达某时刻，T3 关断，电感电流通过T1 反并联二极管D1 续流，如红色虚线所示。控制T3 IGBT 导通时间，可以改变IGBT 关断时的电流^[7]。

图2 为富士IGBT 单脉冲测试示意图，选用的富士IGBT 采用RB-IGBT。T3 开通时，母线电压通过导通的T3 施加于电感上，电感电流线性上升，如红色实线所示。当到达某时刻，T3 关断，电感电流通过T1 反并联二极管D1 续流，如红色虚线所示。改变T3 导通时间可以控制T3 关断电流值的大小，如图3 所示为测试波形图。

图3 单脉冲测试波形示意

一般来讲，IGBT 模块DC 母线侧都会并联高频Snubber 电容。有母线Snubber 电容情况下，IGBT 关断电压过冲分为两部分，如图4 所示。第一个尖峰宽度很窄，电压值最高，见图4 中的ΔV1。这主要是IGBT 内部寄生电感和Snubber 电容寄生电感产生的。第一个尖峰之后为频率较低的衰减震荡，造成的电CE 电压过冲为ΔV2。这主要是IGBT 关断造成电流变化，导致寄生电感与Snubber 电容发生谐振。ΔV2 受到寄生电感及关断电流影响。

单脉冲( 或双脉冲) 测试时，可以在母线两端加Snubber 电容，这样测试中产生的第一个电压过冲同实际情况基本相同，具有较大的参考价值。第二个电压过冲受测试系统的母线寄生电感影响，与实际情况差异较大^[8]。

图4 IGBT关断电压应力示意图

2   RCD缓冲电路对IGBT电压应力的影响

按照光伏2 代设计，三电平逆变输出端子可以增加RCD（电容电阻二极管）缓冲电路来吸收电压尖峰。单脉冲测试时，也可以增加RCD 缓冲电路。图5 为富士IGBT 模块T3 管单脉冲测试时RCD 缓冲工作示意图，英飞凌和西门康缓冲电路类似，不再赘述。

图5 T3管RCD缓冲示意图

T3 关断时，电感电流一部分通过T1 反并联二极管D1 续流，一部分通过RCD 缓冲电路Ds 流向电容Cs，Cs 电荷通过放电电阻Rs 泻放。交流输出端子U 电压可以通过电容Cs 钳位，Cs 电压一般维持在母线电压，因此T3 关断电压应力得以降低。同时直流输入侧并联Snubber 电容C_sn。

在图5 所示的测试电路中，T3 的关断电压应力主要受以下几个因素影响：

1. 门极驱动电阻；

2. 关断电流；

3. Snubber 电容C_sn；

4. RCD 缓冲电路。

关断电压应力不仅受驱动电阻的影响，母线Snubber电容，RCD 缓冲电容也会影响电压应力。

英飞凌IGBT 模块测试了三种外围缓冲电路下的关断电压应力：

母线Snubber 电容0.68 μF，无RCD 缓冲，电容采用的是厦门法拉的MKP82 系列金膜电容，此系列电容0.56 μF 型号用于光伏2 代IGBT 吸收；

母线Snubber 电容2.2 μF，无RCD 缓冲，电容采用的是厦门法拉的C82 系列IGBT 吸收专用电容，此系列用于UPS 工频机IGBT 吸收；

母线Snubber 电容2.2 μF，加RCD 缓冲，RCD 缓冲参数如下：C：0.1 μF/630 V×2，D：1 200 V/60 A 二极管×2，R：51 Ω。

测试关断电流分别选择了350 A ～ 400 A( 中电流) 和550 A ～ 600 A( 大电流) 两个电流范围，其中350 A ～ 400 A 对应110% 负载工作时的最大电流，550 A ～ 600 A 对应逐波限流电流。这两种电流范围是IGBT 工作时两种考核工况。图6 为英飞凌IGBT 在不同驱动电阻下的电压应力的测试结果。

a 中电流下电压应力变化趋势图

b 大电流下电压应力变化趋势图

图6 英飞凌IGBT电压应力变化趋势

从实验结果可以看出，中等电流下，Snubber 电容2.2 μF 电压应力明显低于0.68 μF。但增加了RCD 缓冲后，应力改善不明显，且只在驱动电阻较小时有效，驱动电阻增大后几乎无效果。大电流下，RCD 缓冲反而起到了反作用，电压应力反而更高。这与英飞凌IGBT封装有关，其输入输出引脚距离很远，RCD 缓冲路径太长，吸收效果很差。

对英飞凌IGBT 模块，不建议增加RCD 缓冲电路，通过选择高频特性更好的Snubber 电容能有效降低关断电压应力^[9]。

图7 为英飞凌IGBT 在不同电流下电压应力对比曲线。外围缓冲电路都采用了方案2。结果可以看出，中等电流和大电流下，英飞凌IGBT 应力差异不大，驱动电阻较大时，差异更小。因此对英飞凌IGBT 来讲，逐波限流时电压应力同正常工作时差异不大。也就是说，通过减小逐波限流电流的方法减小电压应力，效果不明显。

图7 不同电流下英飞凌IGBT电压应力对比

英飞凌IGBT 模块T3 关断典型波形如图8。测试条件为：母线电压300 V，驱动电阻10 Ω，关断电流约370 A，结温约25 ℃，外围缓冲电路为方案2。因英飞凌IGBT 模块寄生电感较大，因此关断电压尖而高。英飞凌模块在驱动电阻较小时比较敏感，当驱动电阻增加到一定程度，电压应力下降变缓慢。

图8 英飞凌IGBT模块T3关断典型波形

3   电压应力解决方案

从实验结果来看，解决钳位IGBT 应力过高问题主要有以下两种思路。

1）增大驱动关断电阻；英飞凌和西门康IGBT 需要增大关断电阻到33 Ω 才能将电压过冲控制到150 V以内；富士钳位IGBT 耐压600 V，需要将电压过冲控制在100 V 以内，即使将驱动电阻增加到100 Ω 也无法满足降额要求。

2）采用有源钳位驱动，关断电压应力过高时，通过CG 极之间的TVS 反馈，降低关断就电压应力。经分析，以上两种方案都存在一些弊端。

对方案1）增大驱动电阻，存在如下几个弊端。

A. 驱动电阻加大导致驱动延时增加，西门康模块采用33 Ω 驱动电阻时，驱动关断延时高达2.8 μs，17 Ω也有约2 μs，预计死区时间必须达到4 ～ 5 μs 才能满足要求。

B. 限制桥臂IGBT 开通速度。桥臂IGBT 开通太快时，钳位IGBT 的CE 之间电压上升速率太快，通过CG 之间的密勒电容形成位移电流，抬高钳位IGBT 的G 极电压，导致漏电流加大。关断电阻越大，这个效应越明显。光伏2 代逆变器上内管IGBT 的实验波形如图9 所示。应对此问题有如下两种方法。

方法一是关断钳位IGBT 时采用两段驱动电阻，阀值电压以上采用较大的驱动电阻以降低关断电压应力，阀值电压以下采用较小的驱动电阻，防止门极电压被冲高。方法二，钳位IGBT 的GE 之间并联电容，压制门极电压上冲，但这种方法反过来会加大IGBT 关断延时。

图9 光伏2代内管IGBT驱动波形

探头设置为：黄线为逆变电感电流；蓝线为内管Vce 电压红线：内管Vge 电压，开关损耗增加，导致结温不满足降额要求。以西门康IGBT 为例，开关损耗驱动电阻都按5 Ω 驱动电阻计算。

若桥臂IGBT 开通电阻由5 Ω 变为10 Ω，单次开通损耗由21 mJ 增加到47 mJ，T1/T4 开关损耗由105 W增加到162 W( 输入电压750 V，输出电流252 A，功率因数1)，总损耗由2 152 W 增加到2 493 W，增加15.6%。

若钳位IGBT 关断电阻由5 Ω 变为10 Ω，单次关断损耗由27 mJ 增加到45 mJ，低压穿越时( 输入电压800 V，输出电流252 A，功率因数0)T2/T3 开关损耗由49.6 W 增加到70.4 W，T2/T3 总损耗由203.4 W 增加到224 W，增加12%，进一步增加了低压穿越时的热应力。

若钳位IGBT 关断电阻由5 Ω 变为10 Ω，单次关断损耗由27 mJ 增加到45 mJ，调无功时( 输入电压750 V，输出电流252 A，功率因数0.8)T2/T3 开关损耗由10.2 W 增加到14.5 W，T2/T3 总损耗由96.2 W 增加到100.5 W，增加4.4%。

对方案2），采用有源钳位驱动，存在如下风险：

1) 有源钳位驱动我司无人采用，无调试经验；

2) 钳位反馈用的TVS 要求很高，选型较困难，且损耗较大；

3) 单边母线过压，如果超过有源钳位电压，可能导致IGBT 进入线性工作区，导致过热烧毁。

4   结论

从单脉冲测试结果来看，西门康IGBT 模块关断电压应力最低，在关断电阻33 Ω 时能满足电压降额要求。如果进一步改进母线Snubber 电容，采用用17 Ω 驱动电阻，关断延时较大。

富士模IGBT 模块采用的RB-IGBT 特性较特殊，驱动电阻很大。在驱动电阻100 Ω、采用RCD 缓冲情况下电压过冲控制在160 V 左右。做到1 000 V 输入电压工作几乎不可能，如输入电压降低为900 V，适当改进也可能满足要求。

英飞凌IGBT 模块电压应力较差，采用33 Ω 较大驱动电阻，电压过冲也可以控制在150 V 左右。

参考文献：

[1] 钱照明,张军明,盛况.电力电子器件及其应用的现状和发展[J].中国电机工程学报,2014,34(29):5149-5161.

[2] 于坤山,谢立军,金锐.IGBT 技术进展及其在柔性直流输电中的应用[J].电力系统自动化,2016,40(6):139-143.

[3] 徐延明,赵成勇,徐莹.IGBT 模块电气模型及实时仿真研究[J].华北电力大学学报(自然科学版),2016,43(2):8-16.

[4] SHENG K,WILLIAMS B W. A review of IGBT models [J].Power Electronics IEEE Transactions on,2000,15(6):1250-1266.

[5] TURZYNSKI M,KULESZA W J. A Simplified Behavioral MOSFET Model Based on Parameters Extraction for Circuit Simulations [J]. IEEE Transactions on Power Electronics,2016,31(4):3096-3105.

[6]蒋玉想,李征.基于双脉冲的 IGBT 及驱动电路测试方法[J].电子技术,2012,39(7):78-80.

[7]陈权,王群京,姜卫东,等.二极管钳位型三电平变换器开关损耗分析[J].电工技术学报,2008(2):68-75.

[8]毛鹏,谢少军,许泽刚.IGBT模块的开关暂态模型及损耗分析[J].中国电机工程学报,2010,30(15):40-47.

[9]袁文迁,赵志斌,焦超群,等.基于开通波形的IGBT开关特性测试平台寄生电感提取方法[J].华北电力大学学报(自然科学版),2018,45(3):19-27.

（本文来源于《电子产品世界》杂志2022年3月期）