一种用于高压集成电路的基准电压源设计

作者 / 刘振国 电子科技大学(四川 成都 610054)

　　刘振国：1992年出生，男，硕士，主要从事功率半导体方面的学习与研究。

摘要：本文基于LDO的设计思想，设计了一款用于高压集成电路的LDO架构式的基准电路，使其具有宽输入范围的特性。同时，对于该基准电路，文中提出了两种补偿方式，通过增加前馈通路的补偿方式可以使得系统的带宽大大地拓展，从而减小基准电路的启动时间(小于5μs)。另外，在该基准电路的基础上增加了上电复位电路，从而提高系统可靠性。最后基于CSMC 0.5μm 600V BCD工艺对设计进行仿真验证。

0 引言

　　在模拟集成电路中，基准作为一个最基本的单元，它的性能在很大的程度上影响着整个系统的性能^[1]。在各种不同的系统中，对基准单元也有着不一样的要求。比如，在一些低功耗的系统中，功耗是基准的关键指标。在一些敏感性的系统中，电源抑制比(PSRR)以及抗噪性能则至关重要。而随着集成电路产业的不断发展，各种电子产品也不断朝着小型化、智能化的方向发展。由此，又对基准单元提出了新的要求。在一些高压集成电路(HVIC)中，如智能功率模块(IPM)、LED驱动、同步整流等，由于对整个系统的功能提出了更多的要求，故基准单元在HVIC中也逐步变成了必不可少的一部分。而在HVIC中，则要求基准电路需要有较宽的供电范围以及可靠性。本文正是基于目前在HVIC中对基准电路提出越来越高的要求的前提下，设计了一款用于HVIC的基准电路。

1 电路原理及构架

　　1.1 传统带隙基准电路架构及原理

　　传统的带隙基准电路结构如图1所示^[2]。其中，Q1、Q2以及R3构成与绝对温度成正比(PTAT)电流，该电流流经R1时产生PTAT电压，输出电压为Vbe1与该电压之和，而Vbe1又与绝对温度成反比，故输出电压近似为与温度无关。该电路存在以下几个缺点。首先，该电路的输出电压为固定值，其值取决于所用工艺中的三极管BE结的本征电压，一般约为1.25 V^[3]。其次，该电路的供电范围不能在较大的范围内变化，因为VCC的变化容易导致Q1、Q2的集电极电压变化，从而导致电路无法正常工作。因此，该电路结构在高压集成电路中并不适用。

　　1.2 本文提出的基准电路架构及工作原理

　　为了适应可变的输出电压以及较宽的供电范围的需求，本文基于低压差线性稳压器(LDO)的设计思想，提出了一种“LDO”架构式的基准电路，如图2所示。其中，MN1为该LDO的调整管，电阻分压网络则对应于LDO的分压采样电阻，基准产生电路则对应于LDO的比较器。在该LDO架构中，基准产生电路采样输出点电压，通过与自身产生的基准电压进行比较，从而获得较为精确的输出电压。由于该电路采用的是“LDO”架构，故而其自身也具有LDO的一些优点，如供电范围可以在较宽的范围内变化。另一方面，由于电阻分压网络的存在，使得该基准电路的输出电压值并不再局限于传统带隙基准电路。

　　在图2的电路架构中，基准产生电路的性能直接影响着最终输出基准电压的性能，如温度系数等。因此基准产生电路的架构选择也是一个需要慎重考虑的因素。在本设计中，采用了Brokaw架构^[4]，如图3所示。其输出V_out1为：

　　上式中，第一项为与绝对温度成正比的电压，而第二项为与绝对温度成反比的电压，通过设置合适的比例系数，即可得到几乎与温度无关的基准电压。另一方面，通过合适设计R4与R5的比例，即可得到非固定值的基准电压V_out1。

　　图4为本文提出的“LDO”架构的基准电路的具体电路结构。其中，MP1、MP2、R1、N1、N2以及R2为该电路的启动电路部分，目的是保证该系统可以在上电的过程中摆脱简并状态点。另一方面，为了增大该基准结构的电源抑制比，故而电流镜结构均采用了cascode结构。如图中的MP3、MP4、MP5以及MP6构成的cascode电流镜结构。而在基准产生电路中，MN2、MN3与N4、N5也构成了类似于cascode结构，从而提高了电路的PSRR。

　　1.3 系统的可靠性分析

　　在高压集成电路中，可靠性是一个重要的指标。因此，用于高压集成电路中的各个系统模块，所有的性能都必须建立在高可靠性的基础之上。可靠性主要包含两个方面，一方面是要保证系统的稳定性;另一方面，则是需要保证系统在上电、电源波动等情况下仍可以可靠地工作。

　　在图4中的电路中，存在着两个以上的极点。第一个极点位于输出REF_1的位置，由于该位置电流镜结构的缘故，故而在cascode电流镜的另一端存在着一个“镜像”极点。第二个极点则位于“LDO”调整管MN4的输入端。由于该系统存在着两个以上的极点，故系统是不稳定的。该系统有两种补偿方式可以选择。第一种补偿方式的原理是将第二个极点设置为系统的主极点，第一个极点设置在较高频率位置处。其具体实现方式则可以通过在MN4的栅极增加一个接地的较大电容。这种频率补偿方式优点是较为简单，但同样存在着明显的缺点，即这种补偿方式会使得系统的带宽大大的减小到几百千赫兹。另一种补偿原理则是通过前馈通路引入额外的零点，使得该零点去补偿第二个极点，这种方式虽然较为复杂，但却保证了系统的带宽可以增大到几兆赫兹。而系统的带宽则直接关系到系统的响应速度，因此，对于一些电源电压会波动的应用中，有着明显的优势。故本文采用的是第二种补偿方式。

　　系统的可靠性不仅要保证系统的稳定性，同时还有保证系统在上电的过程中，各个模块都可以进入正确的工作逻辑状态。启动电路仅仅能保证基准模块在系统上电的过程中进入到正确的工作逻辑，而上电复位电路，则可以保证系统中其它模块在系统上电的过程中可以进入正确的工作状态中^[5]。因此，上电复位电路是必要的。在本文提出的基准电路的前提下，为了增加上电复位电路以保证系统可靠性的同时不增加电路设计的复杂性，故本文提出了一种基于电流比较的上电复位电路，其具体实现电路如图5所示。其中，R3、MP7、MN1以及N3构成上电复位电路。在系统启动的过程中，通过将由N1、N2以及N3构成的电流镜与由MP7、MP8以及MP9构成的电流镜的电流进行比较，从而为高压集成电路整个系统中的其他模块提供上电复位信号。

2 仿真结果及分析

　　本文提出的高压基准电路的仿真结果是基于华润上华(CSMC)0.5μm 600 V BCD工艺。且电路指标设计为VCC正常工作于15 V，基准输出电压REF_1为5 V，基准输出电压REF_BG为带隙基准电压，在该工艺下约为1.19 V。

　　2.1 上电启动过程仿真

　　上电启动过程仿真结果如图6所示。在15μs时，VCC经1ns上电。图中分别给出了在上电过程中，两种补偿方式的上电复位信号(POR)以及5 V基准输出信号REF_1。从图中，我们可以发现，第二种补偿方式的启动时间相对于第一种补偿方式明显减小。第二种补偿方式5 V输出信号大约在20μs的时候即保持稳定，而第二种补偿方式5 V输出信号大约在30μs时保持稳定。且从POR信号的有效脉宽持续时间也可以明显发现第二种补偿方式启动速度远远大于第一种补偿方式。同时，POR信号波形也反映了本文所设计的上电复位电路可以在系统上电的过程中，较为准确地为系统的其他部分提供上电复位信号。另一方面，从图6中我们可以看到，第二种补偿方式上电速度虽然更快，但由于系统的阻尼系数较小，故而在上电的过程中，5 V输出信号会有一个“尖峰”，在一些应用场合中，该尖峰可能会对系统造成一定的损害。在这种应用场合下，则可以选择第一种补偿方式。从图6中可以明显看到，第一种补偿方式下系统的上电响应更为平滑。

　　2.2 系统带宽仿真

　　为了更好的理解两种补偿方式差异的原因，图7分别给出了该系统本身以及两种补偿方式下系统的波特图。

　　从图7中，我们可以看到，系统在无任何频率补偿方式的情况下，其单位增益带宽(GBW)大约位于2 MHz的位置，在该位置处其相位裕度为负值，故而系统是不稳定的，这与我们前面的可靠性分析是相符合的。图7是系统采用第一种补偿方式的波特图，从和的对比中，我们可以看到在中，两个极点明显分离，其GBW大约位于30 kHz的位置，对应的相位裕度约为56度。图7是系统采用第二种补偿方式的波特图。由和的对比中，我们可以看到在第一个极点之后系统引入了一个零点，该零点的引入导致系统的GBW后移至将近20 MHz的位置，对应的相位裕度约为50度。这里需要另行说明的是两种补偿方式的补偿电容值并不相等，其中第二种补偿方式的补偿电容值相对要小一些。从图7的分析进一步可以得到，第二种补偿方式确实可以很大程度上地提高系统的带宽，从而使系统获得相对较快的响应速度。

　　2.3 输入电源电压范围仿真

　　图8给出了系统输入电源电压范围仿真曲线。从图中我们可以得到：VCC输入电压约为8 V时，系统即可正常工作。且在VCC输入电压高达40 V时，该基准电路仍可正常工作。甚至可以做出预测，在工艺条件允许的条件下，该电路可以工作于更大的电源电压范围中。

　　2.4 温度特性仿真

　　基准电路最为基本的一个性能即为温度特性。本文的基准电路的温度特性主要取决于基准产生电路。因此图9给出了本文带隙输出电压的温度特性曲线。可以得到，在-55 ℃-125 ℃的范围内，输出电压变化范围约为2.5mV。

3 结论

　　文中所提出的“LDO”架构式的基准电路可以工作于较宽的工作范围内，同时，本文提出了两种不同的频率补偿方式，根据补偿方式的选择可以达到快启动的目的。另一方面，为了适应高压集成电路中对高可靠性的要求，本文在所设计的基准电路的基础上增加了上电复位功能，从而可以进一步保证系统中各个功能模块能够进入正确的工作逻辑。最后，文中基于CSMC 0.5μm 600 V BCD工艺对所提出的电路结构进行仿真验证，结果表明本文提出的基准电路适用于高压集成电路。

　　参考文献：

　　[1] 曹培栋.微电子技术基础-双极、场效应晶体管原理[M] .电子工业出版社, 2001 .

　　[2] R.J.Widlar,“New developments in IC voltage regulators,”IEEE J.Solid-State Circuits,vol.SC-6,pp.2-7,Feb.1971.

　　[3] B.Razavi.Design of Analog CMOS Integrated Circuits.McCraw-Hill Companies Inc.Boston,MA,2001.

　　[4] A.Paul Brokaw,“A Simple Three-Terminal IC Bandgap Reference，”IEEE Journal of Solid-State Circuits,VOL.SC-9,NO.6,December.1974.

　　[5] Takeo Yasuda,Masaaki Yamamoto,and Takafumi Nishi,A Power-On Reset Pulse Generator For Low Voltage Applications", Circuits and Systems, 2001,ISCAS 2001,vol.41 May 2001.

　　本文来源于《电子产品世界》2018年第10期第39页，欢迎您写论文时引用，并注明出处。