一种高精度数字可调片上振荡器设计

摘要：在传统的电路基础上对电流、电压基准电路进行补偿，设计一种高精度数字可调CMOS片上振荡器电路。利用电阻和PNP管相反的温度系数产生的自偏置基准电流电路PTAT，NTAT两路电流，叠加得到一路与温度无关的基准电流上，实现了温度补偿；利用电阻网络补偿工艺产生高 PSRR带隙基准电路电压的频率误差；数字修调寄存器粗调电流用以选择频率，微调电阻用以调节精度。经流片测试表明，该振荡器频率2 MHz，4 MHz可选，2 MHz可调精度达±O．1％；4 MHz可调精度达±O．125％。
关键词：温度补偿；工艺补偿；高精度；数字可调；振荡器

0 引 言
在DC／DC转换器等开关电源芯片的设计中，振荡器作为控制电路的核心功能模块，决定整个系统的工作频率，对DC／DC转换器的频率响应、纹波大小、效率等诸多性能有重要的影响。其受工作电压、温度变化、系统噪声和工艺容差的影响较大，要得到精准的频率，有必要对其进行补偿。在分析常见电流型RC振荡器的基础上，针对影响振荡器频率的各个因素进行补偿，设计了一种频率2 MHz，4 MHz可选片上振荡器电路，具有对频率进行数字修调机制及温度和工艺补偿设计，并能有效地消除比较器延迟带来的误差，从而提供稳定可调的时钟信号。

1 振荡器原理分析
振荡器的工作原理是通过恒定电流源对电容充电，MOS管对电容快速放电，以产生锯齿波，再经锁存器产生周期脉冲信号，其结构如图1所示。基准电流电路产生两路电流，Ich1,Ich2在锁存器的控制下给电容C1，C2充电，带隙基准电路为比较器提供基准电压Vbg，经比较器与电容C1，C2的上极板电压VC1，VC2比较，从而控制SR锁存器状态的转换。

具体转换过程如下
式中：Ich为充电电流；Vbg为基准电压；C为充电电容。由式(1)知，振荡器的频率主要由Ich，Vbg，C决定。若Ich，Vbg对温度和电源电压的影响减小，则振荡器的频率只受工艺偏差对容差的影响，通过trim微调可以减小容值偏差。采用双比较器结构可以消除比较器对频率稳定性的影响。

2 振荡器电路设计
2．1 与温度无关的基准电流电路
图2为基准电流电路。利用电阻和PNP相反的温度系数产生两路电流，一路与温度成正比的PTAT电流，另一路与温度成反比的NTAT电流，两路电流叠加得到与绝对温度无关的基准电流。

如图2所示，启动电路由M2～M6组成，在电路上电瞬间，M3关断，M4，M5导通且工作于线性区，PMOS管M6的栅极被拉低至地电位，使得M6导通，整个电路开启。电路稳定工作后，由于M4，M5具有较大的导通电阻，M4，M5的导通使得M6的栅极电压逐渐抬高，最终M6关闭，启动电路脱离主电路，整个电路保持在正常的工作点。
M7～M10通过共源共栅连接，使得流过Q1，Q2的电流IQ1，IQ2相等。在此电路结构中，Q1发射极基极电压VQ1应等于Q2发射极基极电压VQ2与电阻两端的电压之和，即：

假设m／n为Q2与Q1发射极面积之比，则可得电阻R与支路电流IPTAT关系如下：

式中：VT为热电压VTkT／q；R为多晶电阻。VT的正温度系数与R的负温度系数使得IPTAT正比于绝对温度。Q3支路在提供一个负温度系数pcas 电压的同时，将M19的栅极电压箝制在固定电位，使得R1两端的电压VR1=VQ1=Veb1，则R1支路电流INTAT可表示为：

设：(ω／l)17／(ω／l)18=k，则：

调节R，R1，k，使得эI／эt=0，可以得到一路与温度无关的电流I。电流I1为另一路镜像。这种以热电压为基准的自偏置电路对振荡器的频率进行了很好的温度补偿。共源共栅电流镜具有较大电源抑制比，使得电流受电源电压影响小。此电路既用作基准电流电路，也是芯片内部其他电路的偏置电路。
2．2 与温度无关的基准电压
基准电压电路如图3所示。运放由自偏置基准电流电路提供偏置电流，将A，B两点箝制在相等电位上，假设A，B两点电压分别为VA，VB，有：

输出电压Vbg可表示为：

假设m1／n1为Q5与Q4发射极面积比，利用式(7)、式(8)消去电流可得：

将式(9)对温度求偏导数有：

调节Rtrim，R5，R6使得эVbg／эt=0，可以得到零温度系数的基准电压Vbg，达到温度补偿的目的。

2．3 比较器RS锁存器设计
如果考虑比较器、锁存器和开关管S1，S2的传输延时td，则振荡器的频率可以表示为：

由上式可知，经精确补偿电流和电压后，只有通过减小传输延时td来减低传输延时对振荡器频率的影响。比较器采用全差分结构，以获得较高的速率和高电源电压抑制比。使用小尺寸器件可减小开关的传输延迟，另外比较器迟滞效应也会给振荡器频率带来一定误差。假设由于比较器迟滞带来上升延迟t1、下降延迟t2，则周期误差为：

采用两个比较器的对称结构，保持Ich1=Ich2，Cl=C2，使得基准电流对电容充放电的时间相同，有t1=t2。因此双比较器对称结构设计可有效消除传输延迟的频率偏差，提高振荡器的精度。RS锁存器由两个NOR组成。
2．4 数字修调设计
在振荡器设计中，由于工艺偏差等原因会产生频率偏差。为保证频率精度，有必要采用数字修调控制可配置寄存器对振荡器频率进行矫正，以得到精准的目标频率。
2．4．1 电流粗调频率可选
由图2电路可见，开关管EN1闭合，EN2断开时，Ich=I，选择4 MHz频率输出；开关管EN1关闭，EN2断开时，Ich=I1，选择2 MHz频率输出。
2．4．2 电阻微调频率
带隙基准电路的电阻微调网络如图4所示。R按照RN=2n-1RLSB取值，所有开关由片上可配置寄存器控制，通过控制Tr1～Tr8，可使电阻在256阶精度变化，使得基准电压Vbg的变化梯度为256阶，从而实现频率256阶精度微调。

十六进制寄存器为FFH状态时，Tr1～Tr8全为1，开关管均闭合，Rtrim最小，基准电压Vbg输出最小，振荡器输出最大频率fmax；十六进制寄存器为00H状态时，Tr1～Tr8全为O，开关管均断开，Rtrim最大，基准电压Vbg输出最大，振荡器输出最小频率fmin。设置寄存器为80H状态则对应频率振荡器的中心频率fOSC，该频率可通过电阻网络在fmin～fmax之间调节，可调精度为：

在微调电阻阵列的设计中，要充分考虑晶体管的工艺偏差和开关的传输延迟，减小开关晶体管的导通电阻对trim电阻的影响。

3 测试结果及分析
基于CSMC O．5 μm CMOS工艺对所提电路进行流片，其电路的显微照片如图5所示。

在室温下对流片电路进行了频率和数字修调测试，测试时EN1选通，可配置数字寄存器从00H变化到FFH状态，频率可调范围为3．828～4．162 MHz，振荡器输出频率fOSC=4．001 MHz，最大可微调步长为O．005 MHz／LSB，调节精度为O．125％；EN2选通，寄存器00H～FFH的可调范围为1．942～2．054 MHz，振荡器的输出频率fOSC=2．000 2 MHz，微调步长为O．002 MHz／LSB，调节精度为O．1％。对流片电路进行了温度和电压特性测试。
3．1 振荡器的温度特性
振荡器在00H，80H，FFH状态下随温度的变化特性曲线如图6所示。

当VDD=5 V，温度范围为-40～+125℃，频率为4 MHz时，振荡器的频率变化为138 ppm／℃；频率为2 MHz时，振荡器的频率变化为94 ppm／℃。
3．2 振荡器的电源电压变化特性
图7是2 MHz，4 MHz在00H，80H，FFH状态下振荡器频率与电源电压关系图。当t=25℃，电源电压为3～6 V，频率为4 MHz时，振荡器的频率变化为2．3％；当频率为2 MHz时，振荡器的频率变化仅为0．56％。表1总结了室温下测得的振荡器特性参数。

4 结 语
基于0．5μm CMOS工艺设计一种频率为2 MHz，4 MHz数字可调高精度振荡器。经流片测试表明，该振荡器在3～5 V工作电压下，-40～+125℃温度范围内都具有较稳定的工作频率，4 MHz数字修调精度可达±0．125％；2 MHz数字修调精度可达±O．1％，该电路可嵌入到数字系统钟作为片内时钟，亦可单独作为时钟芯片。所设计的振荡器已应用于LED驱动芯片中，并且具有极其广泛的应用前景。