一种线性可调的死区产生电路

作者 王科竣 电子科技大学(四川 成都 610054)

摘要：提出了一种新型的可调死区时间产生电路。该死区产生电路是通过改变电压斜坡的斜率来调整死区时间，并且对死区时间与控制电压的非线性进行补偿，提高了死区时间线性度和精度。该电路结构简洁、可调范围广、精度高，适用于各种半桥驱动电路中。采用华虹0.5 μm的BCD工艺仿真验证了该电路，结果表明，当外接电阻阻值为20 K～140 K范围内，可以实现死区时间的线性高精度可调，可调死区时间范围为50 ns～250 ns。

0 引言

　　死区时间产生功能广泛应用于各种驱动电路中，如在半桥电路^[1]或同步整流变换器^[2]中，为了防止电路中两个功率MOS管同时导通烧毁，在高压侧(续流管)的驱动信号和低压侧(主)驱动信号有死区时间要求。此外在有源钳位正激变换器中，为了实现ZVS(零电压开关)驱动信号需要满足一定的死区时间要求以使得功率功率MOS管的输出电容和变压器绕组的电感谐振^[3]。死区时间在不同的应用场合可能并不相同，这与电路中要驱动的功率管特性相关，需要根据情况调整。因此可调的死区时间可以扩大驱动电路的适用范围。相对于文献[4][5]传统的死区产生电路，本文提出的可调的死区产生电路结构简洁，通过调节外接电阻产生固定的死区时间，具有更好的适用性。

1 电路结构和工作原理

　　本文提出的死区产生电路结构如图1所示。 图1中的死区产生电路是由Vin1的上升沿延时电路和Vin2的下降沿延时电路组成的。这两种功能的切换由Vsel端控制。图1中的DSC(delay stage C )为延时斜坡产生电路，CSA(controller stage A)和CSB(controller stage B)是曲率校正电路并且把死区时间由电压控制(Vc1,Vc2)调整为电阻控制。当Vsel为高电平时，M3c处于导通状态，M4c处于关闭状态，此时CSA和DSC左半部分的正常工作。相反，当Vsel为低电平时，M3c处于关闭状态，M4c处于导通状态，此时CSB和DSC右半部分的正常工作。

　　DSC产生的斜坡需要经过比较器重新还原成矩形波。图1中的死区产生电路只能产生矩形波单侧死区时间，而完整的死区功能需要由两个相同的如图1所示的结构组成。两个死区产生电路的DSC中相同端口连在一起，输入矩形波经过反相器把原输入信号和经过反相的输入信号分别输入Vin1和Vin2端口，经过处理的输入矩形波就产生带有死区时间的反相的驱动型号。

　　以图1中DSC斜坡产生电路左边部分为例， 图1中DSC的Vin1和Vin2是输入需要延时的矩形波信号，Vc1和Vc2是死区时间控制端，通过控制充放电电流来控制延时。由于晶体管M1c的宽长较大，所以当Vin1下降沿时输出电压Vo1几乎瞬间上升到电源电压VDD几乎没有延时，但放电电流受到Vc1控制，放电电流受限，因此会产生一个电压斜坡。由于输出点Vo的寄生电容是多个MOS管寄生电容的和，其值等于

C_T=C_ds1c+C_gd1c+C_ds3c+C_gd3c+C_ds4c+C_gd4c+C_ds6c+C_gd6c，其中还包括比较器的输入电容，但由于其电容值较低，因此忽略。而且由于晶体管M1c、M3c、M4c、M6c的尺寸较大，因此其寄生电容的值也比较大，可调的死区时间范围二百多纳秒。当Vsel为高电平左侧部分正常工作时， Vc1控制寄生电容C_T的放电电流，产生电压斜坡的斜坡在放电初始阶段的斜率是固定的，其斜率为(I为初始放电电流)。将该斜坡电压与一个固定电压相比较就产生使矩形波单侧延时时间，如图2所示。输入矩形波Vin1的下降沿到输出矩形波Vo2的下降沿之间的时间间隔就是延时时间Td，也就是死区时间。同理，斜坡产生电路右边部分电路可以使下降沿延时，如图3所示。

　　1.1 电路的性能分析

　　为了计算死区时间，即延时时间Td。本文以下降沿延时电路为例。设比较器的参考电压为Vref ，当输入矩形波Vin1下降沿时，寄生电容CT被迅速充电到电源电压VDD，即Vo1迅速上升到VDD，输入矩形波Vin1下降沿与Vo2上升沿时间间隔太短可以忽略。当输入矩形波Vin1上升沿时，给寄生电容CT充电的M1c晶体管处于关闭状态，但是由于放电晶体管M5c受控制电压Vc1控制打开，寄生电容C上的电荷被缓慢释放。

　　Q=C(VDD-Vref )=IT_d (1)

　　其中，I为M5c的漏级放电电流，M5c的工作状态随着输出电压Vo1的变化而变化。假设输出电压Vo1的初始电压为VDD，M5c的控制电压为Vc1，此时M5c工作在饱和区，M5c开始给寄生电容CT放电。若忽略沟道长度调制效应，放电电流I为固定电流。当输出电压Vo1-Vds3c﹤Vc1-VT时，M5c进入线性区，此时的放电电流并不是一个固定值，而是随着输出电压Vo1变化。但是在图1的死区产生电路中延时电压Td与比较器参考电压相关，延时过程中M5c的工作状态也与比较器的参考电压相关。当比较器参考电压时Vref-Vds3c ≥Vc1-V_T，那么寄生电容CT的放电电流是一个仅受控制电压Vc1控制的值。当Vref-Vds3c<vc1-v_t时，寄生电容ct的放电电流同时受到控制电压vc1控制和vo1电压影响。这里计算设比较器参考电压vref-vds3c p="" ≥vc1-vt，那么m5c的放电电流只受vc1控制，mos管电流和电压满足平方律关系：

(2)

　　其中，μn为NMOS管的迁移率， C_ox为NMOS管的栅氧化层电容，W为NMOS管的栅极宽度，L为NMOS管栅长，VT为NMOS管阈值。

　　即： (3)

　　其中，为常数，从上述公式可以看出，延时时间T_d与控制电压Vc1是负幂指数关系并不是线性关系。非线性关系会对死区时间控制产生负面影响，如在某些电压范围内，死区时间随控制电压剧烈波动，无法得到要求的参数。为了校正死区时间 T_d与控制电压Vc1的非线性，图1中的死区产生电路增加了CSA和CSB部分。以CSA为例，该部分电路由电阻R1a和MOS管M1a组成。此时的死区时间为：

(4)

　　其中， R' 为二极管连接的M1a的输出电阻。该电阻值并非定值，但是由于其值较小，波动幅度小，可以视为定值。从式(4)可知，MOS管M1a和M5c组成的电流镜结构把控制端由电压转换成了电流，同时把死区时间Td与控制电压Vc1的负二次幂关系转换成了死区时间T_d与控制电流的负一次幂关系。此时只要使M1a的电流I与某个量成反比例关系，就能把死区时间与该变量转化成线性关系。而欧姆定律恰好满足反比例关系，因此得到(4)。从(4)中可以知道死区时间Td与外接电阻R1a成线性关系，但是该曲线不经过坐标原点，因此它有最小的死区时间为，即当R1a为零的时候。当Vsel为低电平时，下降沿延时电路和DSC正常工作，其结果类似于上升沿延时电路。

2 仿真结果

　　基于0.5 μm的BCD工艺，对提出的死区产生电路进行仿真。设计采用的供电电压为5 V，输入的方波占空比为50%，工作频率为500 kHz。为了比较电阻控制死区产生电路和电压控制死区产生电路，对电压控制的死区产生电路也进行了仿真。这里比较器参考电压为2.6 V。

　　通过对电路进行瞬态仿真，扫描不同控制电压下，不同电阻下的死区时间分别得到死区时间Td随控制电压和电阻的关系曲线，同时还扫描在0 ℃、25 ℃、50 ℃下的特性曲线。图4所示为不同温度下的上升沿死区时间T_d与控制的电压Vc1的关系曲线，从图4中可知，上升沿死区时间Td与控制的电压Vc1的关系曲线正如公式(3)分析的那样，死区时间T_d与控制电压Vc1是负二次幂关系，随着Vc1的增加，死区时间的斜率绝对值逐渐减小。在控制电压Vc1逐渐增大时，延时时间T_d逐渐减小，因为随着控制电压Vc1增大，寄生电容CT的放电电流增大，电压下降更快，延时时间T_d减小。此外，温度对延时时间T_d有影响，随着温度的升高，延时时间T_d减小。而且，在放电电流较小时温度对放电电流会产生严重影响，这导致死区时间的精确度下降。图5是不同温度下的上升沿延时时间Td与电阻R1a的关系曲线， 与图4相比，上升沿死区时间T_d与外接电阻是呈线性变化的，25 ℃条件上升沿延时时间Td与电阻R1a的关系式为 T_d=1.8R1a+6，死区时间 T_d在0～50 ℃相对误差3%以内。而且从图5中可知，三条温度曲线重合程度非常高，这可以说明温度对死区时间的影响较小。

　　同理，当Vsel输入低电平时，下降沿死区产生电路正常工作。下降沿延时时间T_d与控制电压Vc2和外接电阻R1b的关系如图6和图7所示。下降沿死区产生电路的工作原理与上升沿死区产生电路类似，但是下降沿死区产生电路相对于上升沿死区产生电路对温度更敏感，这可能是由于NMOS管对温度更敏感造成的。 25 ℃条件下延时时间Td与电阻R1b的关系式为T_d=1.8R1b+1，延时时间T_d在0-50℃相对误差在6%以内。相对于上升沿延时，下降沿延时精确度更低一些。

　　相较与典型的死区产生电路[5]，本文提出的死区产生电路改变死区时间的产生方式，电路结构更简洁、紧凑，而且死区产生电路包含了典型死区产生电路中的驱动电路。此外，把原本固定不可调死区产生电路调整为死区时间线性可调，极大地增强了电路的性能。

3 结论

　　本文设计了一种新型的线性可调死区电路，该电路通过改变电压斜坡的斜率来来调整死区时间。本文设计的固定死区产生电路结构简洁，通过修正电压对死区时间的非线性，最终获得了高精度线性可调的死区时间，相比典型的死区产生电路具有更广泛应用。

　　参考文献：

　　[1] Romain Grezaud,Francois Ayel , Nicolas Rouger,et al. A Gate Driver With Integrated Dead-time Controller[J]. IEEE TRANSSACTIONS ON POWER ELECERONICS, VOL. 31, NO. 12, DECEMBER 2016, pp.8409-8421.

　　[2] Vahid Yousefzadeh, Dragan Maksimovic . Sensorless optimization of dead times in DC-DC convertors With synchronous rectifiers, IEEE Trans Power Electron., vol.21, no. 4,pp.994-1002,Jul. 2006.

　　[3]刘飞云.有源钳位正激变换器的研究[D].武汉:华中科技大学,2004.

　　[4] CHRISTOPHE P. BASSO, SWITCH-MODE POWER SUPPLIES [M]. MCGRAWHILL PRESS, 2008.

　　[5] SeongWha Hong, Hong-Jin Kim and Kang-Yoon Lee, et al. A Novel Dead-time Generation Method of Clock generator for Resonant Power Transfer System [C] // SOC Design Conference (ISOCC), 2010 International, South Korea. 2010: 51-54.

　　本文来源于《电子产品世界》2018年第9期第71页，欢迎您写论文时引用，并注明出处。