一种相位调制的微波移相实现新设计

摘要 相位调制有多种实现方法。常见的是正交调制。文中提出了一种采用微波移相技术实现相位调制的新设计，通过与正交调制方法进行对比，实现了2，8，16，32和64相的相位调制。实测表明，文中设计的移相误差1.2°，误码率达到了常见的正交相位调制实现技术的误码水平。此外新设计无需常见的正交相位调制实现技术所必须的数模转换器、正交调制器和混频器，使系统得以简化，且成本有所降低。

相位调制有多种实现方法，既有模拟方法，也有数字方法。近年来，随着数字技术和软件无线电技术的发展，数字通信逐渐成为主流。相位调制技术研究也主要集中在数字方法方面。文献提出基于现场可编程门阵列(FPGA)的数字相位调制的实现方法，并采用直接频率合成技术和查找表技术，在一片FPGA芯片上实现适用于卫星通信的相位调制技术。但由于其对数字处理芯片的处理速度要求较高，所以其应用仅限于专业研究领域。文献介绍了数字通信系统中相位调制的多种实现方法，包括模拟相位选择方法、键控相位选择法和正交调制法。模拟相位选择方法和键控相位选择法是早期基于模拟相位调制的实现方法，目前已很少使用。而正交调制法适应了数字技术的发展需要，能实现绝对调相和相对调相，也可实现多进制调相，是目前最常用的相位实现方法。但正交调制法需要与数模转换器件及正交调制器联合使用，有时还需上变频器，因此成本较高。

当前，微波移相技术得到了广泛研究。而简单、低成本的移相实现技术一直是研究的热点，文献设计了一种新型的适用于相控天线阵的Radant透镜式移相器，但对其在相位调制系统中的应用未作研究。文献提出一种基于微波移相系统的PSK调制技术，但对设计的测试结果缺乏深入的对比和分析，本文结合相位调制和微波移相技术提出了采用正交调制和微波移相两种方法实现相位调制的新设计。实现了2，4，8，16，32和64相的相位调制，同时对其进行了对比。实际测试表明，采用该技术制作的无线发射系统进行通信，误码率达到了常用正交调制器的误码水平，结构简化、成本更低。

1 相位调制的新设计

M相相位调制的载波信号为

Sk(t)=Acos(ωct+θk) (1)

其中，A是常数，由发射机的发射能量决定;ωc是载波角频率;θk是由第k个基带数字信号比特位决定的载波相位，θk∈{2πi/M+θ}，i=1，2，…，M-1;θ为初相;M=2，4，8，16，32，64等。

M-PSK信号矢量星座图如图1所示。

新设计的框架如图2所示，结合了两种方案。一种是传统的正交调制方法，在图2中用“The Orthogonal Method”表示，其包括一个数模转换器件(DAC)、一个正交调制器(OM)、一个中频数字频率合成和压控振荡器(IF-NCO)以及一个上混频器(mixer)。其中，DAC将来自FPGA的基带数字信号转换为模拟信号。OM用输入的基带信号调制IF-NCO输入的中频余弦信号。mixer将正交调制后的信号和来自NCO角频率为ωc-ωi的余弦信号混频后形成最终的已调载波。

图2的上半部分是采用微波移相实现相位调制的新方法，表示为“The New Method”。整个系统以FPGA为核心，包括一个NCO和一个微波调相网络WPN。NCO和WPN在FPGA的控制下协调工作。NCO在FPGA的控制下产生余弦载波信号cos(ωct)。余弦载波信号cos(ωct)经过微波调相网络WPN时，FPGA根据基带信号按照图1的星座图控制WPN，使载波的相位按式(1)变化，实现载波信号的相位调制。可以看到，两种方案的已调载波均经过微波调相网络WPN，这样做是为了保证在基带信号相同时两种方案均具有相同的信噪比(SNR)，通过改变FPGA的程序便可比较其性能。微波调相网络WPN是本设计的关键部分，此处采用6位数字移相器实现。

MPN是新设计的核心，由6个级联的基本移相单元(BPSC)组成。每个BPSC由两个射频开关(SW)和两根长度不同的微带线组成。在FPGA的控制下，BPSC选择载波经过的微带线，两条微带线的电长度之差即为移相角度。6个移相网络单元之间相互独立，串联组成6位数字移相器，开关ON时移相，开关OFF时不移相。6位数字移相器实现的相移度数分别为5.625°、11.25°、22.5°、45°、90°、180°，其结构如图3所示。

由图3可看出，FPGA通过6根信号线分别控制6个移相网络单元实现移相。当控制信号为0时，移相网络单元选择短微带线为通路，长微带线为开路。当控制信号为1时，移相网络单元控制长微带线导通，短微带线断开。而当控制两条微带线的通断即可实现射频信号的固定相移。整个移相器电路可分为两部分：移相网络和控制网络。移相网络包括微带线和射频开关，实现射频信号的移相。控制网络包括FPGA和反相器，实现对射频开关工作状态的控制。实际的移相网络电路如图4所示。图4是一个完整的射频前端电路，不仅包括MPN，还包括射频放大和电源部分。

根据式(1)，对2相相位调制，θk=180°或0°，只需控制K6的状态，其余开关OFF便可实现调相。

对4相相位调制，θk是90°的倍数，只要控制K5和K6的状态，其余开关OFF便可实现调相。

对8相相位调制，θk是45°的倍数，只要控制K4、K5和K6的状态，其余开关OFF便可实现调相。

对16相相位调制，θk是22.5°的倍数，只要控制K3、K4、K5和K6的状态，其余开关OFF便可实现调相。

对32相相位调制，θk是11.25°的倍数，只要控制K2、K3、K4、K5和K6的状态，其余开关OFF便可实现调相。

对64相相位调制，θk是5.625°的倍数，控制K1、K2、K3、K4、K5和K6的状态便可实现调相。

另外，如果设所有开关均OFF的状态对应的载波初相为0，则移相器还可实现载波初相选择。例如，要实现图1中初相度数θ=45°的星座图，只需K4处于ON，然后控制K5K6的状态即可。

2 仿真和测试

MPN的设计采用ADS软件包实现并仿真。设计采用厚度为1.6 mm、介电常数为2.2的Rogers板材，损耗角正切(Loss Tangent)为0.003 5。工作频率为3.8～4.0 GHz。射频开关选用Hittite公司生产的GaAs单刀双掷开关HMC536，插入损耗仅为0.3 dB，符合设计要求。仿真与测试结果如表1所示。由表可见仿真和测试误差均1.2°，达到了设计和应用要求。

由于其共享射频前端电路，所以两种方案只有软件上的差别，只需控制FPGA的基带数据便可比较其性能。测试时两种方案均采用相同的基带数据，硬件环境保持一致，只修改软件就可进行对比测试。两种方案的性能对比如图5所示，其中横轴为接收信噪比(SNR)，纵轴为接收误码率(BER)。“new”表示新设计方案，“orthogonal”表示传统的正交调制方案。由图5可见，采用新技术制作的无线发射系统的性能达到了正交调制实现技术的误码水平。且新设计无需正交调制实现技术必须的正交调制器和混频器，使系统得以简化，并使成本降低。尤其是当该技术应用于天线阵系统时还能够采用同一个调相网络同时实现相位调制和波束合成，使系统得到了进一步简化。

3 结束语

由图5可见，采用新技术制作的无线发射系统性能达到了正交调制实现技术的误码水平。新设计无需正交调制实现技术必须的正交调制器和混频器，使系统简化、成本降低。尤其当该技术应用于天线阵系统时，能够采用同一个调相网络同时实现相位调制和波束合成，使系统进一步简化。例如，当该系统用于BPSK调制时，由于K1、K2、K3、K4、K5处于空闲状态，所以可以用于波束合成。如果该系统的串联级数增加，还可以实现更加精细的波束合成。