电流反馈运放大器电路解析

问：与普通运放相比，我不太明白电流反馈运放如何工作?我听说电流反馈运放带宽恒定，不随增益变化而改变，那是怎么实现的?它与互阻放大器是否一样?

答：在考察电路之前，我们先给电压反馈运放(VFA)、电流反馈运放(CFA)和互阻放大器这三个概念下定义。顾名思义，电压反馈是指一种误差信号为电压形式的闭环结构。传统运放都用电压反馈，即它们的输入对电压变化有响应，从而产生一个相应的输出电压。电流反馈是指用作反馈的误差信号为电流形式的闭环结构。CFA其中一个输入端对误差电流有响应，而不是对误差电压有响应，最后产生相应的输出电压。应该注意的是两种运放的开环结构具有相同的闭环结果：差动输入电压为0，输入电流为0。理想的电压反馈运放有两个高阻抗输入端，从而使输入电流为0，用电压反馈来保持输入电压为0。相反，CFA有一个低阻抗输入端，从而使输入电压为0，用电流反馈来保持输入电流为0。互阻放大器的传递函数表示为输出电压对输入电流之比，从而表明开环增益Vo/Iin用欧姆(Ω)表示。因此，CFA可称作互阻放大器。有趣的是，利用VFA闭环结构也可构成互阻特性，只要用电流(如来自光电二极管的电流)驱动低阻求和节点，就可产生一个电压输出，其输出电压等于输入电流与反馈电阻的乘积。更有趣的是，既然理想情况下，任何一个运放应用电路都可以用电压反馈或电流反馈来实现，那么用电流反馈也能实现上面的IV变换。所以在用互阻放大器这一概念时，要理解电流反馈运放与普通运放闭环IV变换电路之间的差别，因为后者也可表现出类似的互阻特性先看VFA的简化模型(见图1)，同相增益放大器电路以开环增益A(s)放大同相放大原理图

波特图图1

VFA的简化模型差模电压(V IN+ -V IN- )，通过RF和RG构成的分压电路把输出电压的一部分反馈到反相输入端。为推导出该电路的闭环传递函数VO/V IN+ ，假设流入运放输入端的电流为0(输入阻抗无穷大)；两个输入端民位近似相等(接成负反馈且开环增益很高)。这样可得：
VO=(V IN+ -V IN- )A(s)，
V IN- =RGRG+RFVO
代入并整理得
VOV IN+ =(1+RFRG)1
1+1/LG， 其中LG=A(s)1+RF/RG
闭环带宽是指环路增益(LG)下降到1(0dB)时的频率。1+RF/RG这项称为电路的噪声增益
；对同相放大电路，它也是信号增益。从波特图上可以发现，电路的闭环带宽为开环增益A(
s)与噪声增益NG的交点。噪声增益增高使环路增益降低，从而使闭环带宽减小。如果A(s)
以20dB/10倍频程下降，那么放大器的增益带宽积就为常数，即闭环增益每增加20dB，相应
地闭环带宽降低10倍频。

现在考虑CFA的简化模型，如图2所示。同相输入端是单位增益缓冲器的高阻输入端，反相输入端是单位增益缓冲器的低阻输出端。缓冲器允许误差电流流入或流出反相输入端，且单位增益使反相输入跟随同相输入。误差电流反映高阻节点，将误差电流转换成电压，经缓冲后输出。高阻节点阻抗Z(s)与频率相关，它与VFA的开环增益类似，直流值很高，并以20dB/10倍频程下降。

同相放大原理图 波特图

图2 CFA的简化模型

当缓冲器保持V IN+ =V IN- 时，通过对V IN- 节点处的电流求和可得到闭环
传递函数。假设缓冲器输出电阻为0，即RO=0，
VO-V IN- RF
+-V IN- RG+I ERR =0 且I ERR =VOZ(s
)
代入求解得：
VOV IN+ =(1+RFRG)1
1+1/LG，其中LG=A(s)1+RF/RG
虽然CFA闭环传递函数与V
FA一样，但CFA环路增益(1/LG)仅取决于反馈电阻RF，而不是(1+RF/RG)，这样CFA的
闭
环带宽将随RF的阻值改变而改变，而不是随噪声增益(1+RF/RG)的变化而变化。从波特图上可以看出，RF与Z(s)的交点决定环路增益大小，由此决定电路的闭环带宽f CL 。很显然，CFA的一个优点是增益带宽积不为常数。实际上，CFA的输入缓冲器的输出电阻RO并不是理想的，一般为20至40Ω。这个电阻的存改变了反馈电阻的大小。两个输入端电压不完全相等，把V IN- =V IN+ -IERR RO代入前面式子。求解VO/V IN+ 得

VOV IN+ =(1+RFRG)1
1+1/LG，
其中LG=Z(s)RF-RO(1+RF/RG)
反馈电阻中的附加项意味着环路增益实际在一定程度上依赖于电路的闭环增益。当闭环增益较低时，RF起主要作用；当闭环增益较高时，第二项RO(1+RF/RG)增加，环路增益降低，由此闭环带宽减小。

应该说清楚的是，如果RG断开，输出端短接到反相输入端(像电压跟随器那样)，会使环路
增益非常大。对VFA而言，如果把整个输出电压都反馈回输入端，会使反馈达到最大。而电流反馈的最大值受短路电流的限制。反馈电阻越小，反馈电流越大。从图2可以看出，当RF=
0时，Z(s)与反馈电阻交点的频率很高，在高阶极点区域内。对于CFA来说，Z(s)的高阶极点
会造成高频相移增大，当相移大于180°时，导致电阻不稳定。因为RF的最佳值随闭环增
益改变而改变，所以在确定不同增益情况下的带宽和相位裕度时，波特图很有用。减少相位
裕度，增大闭环带宽，但这会在该频域内出现尖峰，在时域内出现过冲与阻尼振荡。电流馈
器件的产品说明上会给出不同增益时RF的最佳值。

CFA具有优异的压摆率特性。尽管设计出高压摆率的VFA是可能的，但从内在固有特性来说，
CFA的压摆率更快。传统的VFA，在轻负载时，压摆率受到内部被偿电容的充放电电流的限制
。在输入大瞬态信号时，使输入级饱和，仅其长尾电路电流对补偿节点进行充电或放电。对
CFA，低输入阻抗允许大瞬态电流按需要流入放大器，内部电流镜把此输入电流传输到补偿
节点，实现快速充放电。理论上它和输入阶跃信号的大小成比例。压摆率增高使上升时间变
快，压摆率引起的失真和线性误差减小，大信号频率响应变宽。实际上，压摆率受电流镜饱
和电流(10~15mA)的限制，以及输入和输出缓冲器压摆率的限制。

问：CFA的直流精度怎样?

答：正像使用VFA一样，CFA的直流增益精度可以从它的传递函数算出，基本上
是其内部互阻抗与反馈电阻之比。典型情况下，内部互阻抗为1MΩ，反馈电阻为1kΩ，RO
为40Ω，那么单位增益的增益误差约01%。增益较高时，增益误差显著增大。CFA很少用于
高增益场合，尤其是当要求增益绝对准确时。

在许多应用中，建立时间仍然比增益精度重要。尽管CFA具有很快的上升时间，但由于建立
时间的热拖尾现象(thermal settling tails)是一种影响建立时间精度的主要因素，所以许多CFA产品说明仅给出达到01%精度的建立时间。现在考虑图3所示互补输入缓冲V IN+
端与V IN- 端之间的失调电压为Q1的V BE 电压和Q3的V BE 电压之差。当输入为0时，两个V BE 电压应当匹配，V IN+ 与V IN- 之间的失调很小。给VIN+ 加一个正向阶跃输入信号，这会降低Q3上的V BE 电压，减少其功耗，从而增大Q3的V BE 值。连接成二极管形式的Q1上电压V CE 没有变化，因此其V BE 也不变。两个输入端具有不同的失调电压，那么会降低其精度。电流镜电路中存在同样的问题，高阻节点一个输入阶跃变化将改变Q6的V CE 值，从而改变Q6的V BE 值，但Q5的VBE 不变，V BE 的变化将造成反馈回V IN- 的误差电流，由于误差电流乘以RF将产生输出失调电压。外，各晶体管的功耗仅在一个小区域中，由于区域太小，以致器件之间达不到热耦合。在应用中，运用反相放大器结构，能消除共模输入电压，从而可降低输入级的热误差。

图3 CFA的输入级和电流镜电路

问：在什么情况下，热托尾现象会成为一个问题?

答：热拖尾现象与信号的频率和波形有关。热拖尾不会立刻出现，(由工艺决
定的)晶体管的温度系数将会决定温度改变、参数改变及恢复所需要的时间。ADI公司用高速
互补双极型工艺(CB工艺)制造的运放，在高于几千赫的输入频率时并不出现明显的热
拖尾现象，因为输入信号变化得太快。通信系统一般比较关心频谱特性，所以热拖尾可能引
入的附加增益误差并不重要。阶梯波，如图象应用场合中用的阶梯波，在直流电平改变时，
会受到热拖尾现象的不利影响，对于这些应用，CFA不能提供足够的建立时间精度。问：现在我明白了CFA是如何工作的，但我仍不清楚在一个电路中如何使用它。CFA的反相输入端输入阻抗低是否意味着我不能使用反向放大?

答：请记住CFA的反向放大方式能够工作，因为其反向输入端是低阻抗节点。VF
A的求和节点是在反馈

环路建立后，由低输入阻抗表征。事实上，因为CFA固有的低输入阻抗，使CFA反向放大方式工作得非常好，能保持求和节点处于“接地”状态，而且在反馈环建立前就具有这样的特性。在高速应用中VFA求和节点处会出现电压尖峰，而CFA电路不会有电压尖峰出现。你还可以记得CFA反向工作方式具有的优点，包括使输入压摆率达到最大和减小由于热拖尾引起的建立时间误差。问：这就意味着我能用一个CFA构成一个电流驳缪(IV)转换器，对吗?

答：对。CFA可以构成IV转换器，但有一些限制因素：CFA的带宽直接随反馈电阻的变化而改变，反向输入的电流噪声会变得很高。在放大小电流时，因为信号增益随电阻线性增大，而电阻噪声按R增加，所以反馈电阻越大，意味着信噪(电阻噪声)比越高。反馈电阻增大一倍，信号增益增大一倍，而电阻噪声仅增加到14倍。不幸的是，对CFA来说，噪声的作用加倍，信号带宽减半。因此，CFA电流噪声大阻碍了它在许多光电二级管电路中的使用。在噪声要求不很严格时，根据带宽要求选择一个适当反馈电阻，用另一级增加增益。