在电信系统中实现热插拔电源的设计方法
热插拔具有很多含义。例如，软件必须适合增删模块，数据总线必须能容忍由连接及断开实时总线发射器与接收器所引起的瞬间误差等。本文主要讨论其中的三种考虑，即：为所有模块保持良好的电源、同时如何撤掉故障模块并将新模块插入至运行系统中。
热插拔电源的含义
图1显示一种用于高可用性系统的常见冗余电源分配架构。由于每个器件都是一个潜在的故障源，因此工程师必须将系统的每一个部分（底板除外）都设计成热插拔。系统底板（或超结构）与每一项功能都有关系，因此更换底板将需要拆下每一个组件――包括每一块板、每一个托架及每一根线。所以系统设计的第一要诀是获得最高可能的底板可靠性，这意味着需采用只含有经过良好设计
这种系统通过两条高可靠性电源分配总线给每一个模块供电。在大型系统中，这些电源距离机架有较长的距离。为减少与压降有关的问题，必须采用粗电源线及高电源分配电压。在电信行业，电源分配标准虽为额定 -48V，但实际电压会由于负载电流、电源分配网络中的电阻与电感以及电源状态（正常、省电模式或从电池供电等）的不同而有很大变化。负电源可减少泄漏路径的腐蚀，因为负电压可抵抗会腐蚀金属的负离子。
为有效地将低电流、高电压电源转换成低电压、高电流电源，每一块电路板或模块上都带有DC/DC转换器。即便这些直流/直流转换器采用复杂的高频开关转换技术，它们也要求在其输入上有一个低阻抗源，以获得快速瞬态响应、稳定性及防止电压跌落。但即使带有遥测，长感性电源分配线也不能完成此任务，因此每一DC/DC转换器的输入上都必须带有大电解电容。
如果您将带有大电解电容的简单电路板插入到受电底板中，则会产生较大的浪涌电流。这些浪涌电流会引起底板电压下降，进而复位或干扰邻近电路板。浪涌还会误用连接器引脚、使电容过载以及通过产生EMI来干扰数据传输。足够大的浪涌甚至还能使整个系统关机。为避免产生这种浪涌，系统中的每一块电路板都带有可限制浪涌电流的热插拔电路。
热插拔电路缓慢地将模块电源升高以避免底板上产生电源尖峰。此外，如果模块试图消耗过多的功率，则热插拔电路还能先断开模块电源，并在故障清除（及延时）后重新接上，同时还能将模块状态发给系统监视器或从其上接收命令。
除缓慢升高电解电容的电源外，热插拔电路还驱动一个（或多个）DC/DC转换器，进而驱动复杂数字信号处理器、激光器及风扇等各类负载。但DC/DC转换器主要负责管理这些不同组件的电源要求，因此热插拔电路设计任务的主要挑战还是给大电解电容供电。
电压浪涌情况
通信系统从额定-48V上分配电源，但DC/CD转换器还考虑了较宽的直流电压范围（例如-36~-72V），以考虑不同工作模式、电源分配总线上的压降及温度变化等因素。
除这种工作范围外，电源总线上还常常会有电压浪涌。一种最坏的浪涌情况是，当保险丝将一个出现故障、电流过高的模块从电源总线上断开时，负载电流会突然改变。一项电源浪涌标准考虑了-75V (10 ms)、-100V (10ms) 及 -200V (1ms) 三种最大浪涌电压。
热插拔电路直接暴露在这些极端电源浪涌下，并能在输入超过最大安全工作电压时，通过将负载从电源总线上断开来帮助控制浪涌。但最严重的浪涌对于大多数坚固的热插拔电路来说仍是一个严峻的考验。因此，很多系统都带有瞬态抑制器（金属氧化物变阻器、瞬态吸收器 (Transorb) 及其他器件）来吸收最大及持续时间最短的浪涌。
有源热插拔技术
热插拔要求使用带电子驱动的功率FET来控制浪涌电流。有很多IC都能驱动功率FET，其中一些通过将浪涌电流限制在I=CLOADdV/dt上来控制负载上的电压斜率。如果负载电容已知并在负载阻抗中占支配地位，则控制电压斜率可很好地控制浪涌电流。但设计者必须针对所期望负载电容对每一实现的斜率进行优化。
这些IC中常常包含带电流限制的电流检测（检流）电路、开/关负载的逻辑输入以及报告负载状态的逻辑输出。限流电路的作用就如同带可控响应时间及精确启动电流的电路断路器。当负载电流超过预编最大值时，IC会将负载断开。如果在负载接通期间出现过电流，则由过电流所产生的浪涌最小，因为电流限制会随电源升高而将浪涌箝住。但如果在负载接通摆动结束、且功率FET完全打开后出现过电流，则仍有可能出现高浪涌，因为故障出现需要一定的延时、且对功率FET栅极电容放电也需要一定的时间。
最通用的热插拔方法是直接用一个线性电流放大器(LCA) 来控制负载电流。LCA结合定制高增益放大器与电流检测来驱动功率FET。当您在带有LCA的系统中插入或接通电路板时，电流命令会将LCA输入驱动至一个代表最大负载电流的水平，然后LCA会将负载电流调整到一个恰当水平并对负载电容进行充电，此时与负载电容的大小无关。这种方法很通用，因为一种热插拔实现可与任何一种负载一起使用，并自动对负载电容充电时间进行优化。尽管控制负载电压斜率可减少浪涌电流，但负载特征仍决定着最终的浪涌情况，因此需要对每一种负载进行再设计。
图2显示一种给四个容性负载加电的可控电压斜率热插拔控制器。图3显示一种给同样四个容性负载加电的可控负载电流热插拔控制器。以可控电压斜率控制器，大于150mF的负载电容所产生的浪涌电流可超过启动点，从而迫使电路关断。无论何种负载，可控负载电流设计均可平滑地接通负载并以相同的峰值电流来对负载电容进行充电。
此外，可控负载电流热插拔电路还可满足高负载电流的瞬间要求，从而使系统
在某些情况下，系统噪声问题要求将负载电流斜率设置为最大。设计者很容易对可控负载电流热插拔电路进行编程、并通过用一个电容来控制LCA输入以实现斜率控制。
基于以上这些原因，带LCA的热插拔电路通常为首选。不管负载电容如何它都能对浪涌电流进行控制，从而实现总的浪涌控制，并当浪涌时间超过预编最大值时将负载断开，同时还很容易控制负载电流的斜率。
可控电流热插拔
但可控电流也有缺点。可控电压斜率的优点是它天然就稳定。可控电压斜率实现不要求进行闭环控制，而只需依靠流入电容中的开环电流来设置斜率（图4）。
从比较中可看出，可控电流热插拔电路将功率FET及检流电阻置于一个反馈环路中（图5），该环路在所有工作模式中都必须进行补偿以避免不稳定。如果环路变得不稳定或临界稳定，则输出电流可能会过冲并过早地启动限流电路。但幸运的是，现代可控电流热插拔IC都包含有仔细考虑了各种条件下环路稳定性的补偿LCA，因此不用担心它不稳定。
可控电流热插拔要求有一个检流电阻或另一个检流元件。大多数系统都采用了某种类型的电流检测，因此此项要求并不是一个什么缺点，但它却给该技术增加了另一项约束（表1）。
如何实现热插拔
控制负载电压斜率的热插拔IC以一个恒定电流来驱动功率FET，并依靠栅－漏电容来控制负载电压斜率。以此种方式，负载电压斜率被设置在dV/dt=I/CGD上。在高电压系统中，此电容必须为一个高电压电容。任何功率FET栅－漏电容都会增加至外部电容值中，因此，为保持良好的控制，所增加的电容应大大高于功率FET的内部电容。
一旦负载电压达到电源电压，漏极会停止上升，但栅极电流会继续将外部电容充电至一个稳定状态VGS（典型为12V）。当发生故障时，IC必须迅速将功率FET的内部电容及外部栅极电容从12V放电至0V，以避免损坏或干扰邻近模块。为使故障响应时间最短，外部电容应尽可能地小，但这种情况又会导致不完美的折衷，因为它会与外部电容应足够大以保持容差的要求相抵触。
采用可控电压斜率的热插拔实现可检测瞬间负载过电流、设置一个故障门限并断开负载。虽然这种实现很安全，但系统只要瞬间产生过电流都会关机，当您将第二个电源插入至系统中、从电池上工作一段时间后再重新接通电源、或保险丝接通瞬间输入电压浪涌时都会出现这种情况。
电源瞬态及接通事件可将漏极通过外部电容耦合至功率FET的栅极，从而造成临时电流浪涌。为避免出现这种情况，实际会将一个电阻与外部栅－漏电容以及从栅极到源极的第二外部电容串联（图4）。但您还必须在出现故障时将此第二电容放电，以避免延长故障响应时间。
从比较中可看出，可控电流热插拔系统用一个运放（尤其是LCA）来使负载电流在任何时候都处于控制下。LCA的输入为一个与负载电流成正比的电压命令。LCA将外部FET的栅极电压调整到将负载电流保持到输入命令电压除以检流电阻的电流上所需的水平。
当系统关机时电压命令为0。当重新打开系统时，输入电压命令会逐渐从0变至所需最大电流。输出电流则随LCA驱动外部FET而迅速上升至全调整电流（通常为100秒）。经过此起始开机上升后，LCA将负载电流保持在命令水平上，直到负载电容充电至电源电压为止，然后LCA饱和，过驱动功率FET并在栅－源上加上大约12V的电压。
更小的负载电流斜率有利于减小系统EMI，因此，如果需要，您可以通过给LCA输入增加一个电容来减小开机负载电流斜率（图5）。但使用可控负载电流IC则不需要一个外部高电压栅－漏电容或一个外部栅－源电容。
在可控电流热插拔系统中，LCA一般用于补偿低环路带宽以避免出现不稳定。这种设计特点允许自由选择功率FET而无需考虑环路补偿。但它也意味着电流环路本身太慢以至于不能对由输入电压瞬间改变所引起的电流浪涌进行迅速响应。当您将第二个电源插入至系统中、或以电池工作后恢复至主电源或保险丝接通后都可能出现这种浪涌。为处理这种瞬态，可控电流热插拔IC带有一个用于检测突变过电流及LCA前馈通道以迅速将环路带回调整的比较器。
与采用可控电压斜率及两个外部栅极电容的系统相比，采用可控电流的系统拥有低得多的总栅极电容。LCA上的唯一负载是功率FET本身的内部电容，这意味着可控电流实现内在地拥有更快的故障响应速度。
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