高精度热插拔和电源监控

图4

当输出电压为0时，一个下限箝位电路可防止限流值趋近于0。箝位电压为固定值0.2V（FLB引脚，或4mV Vsense），对于本设计，它相当于约16A。当输出电压提高时，限流值随之缓慢上升。该阈值由FLB引脚上的分压器设置，所用基准电压等于VSENSEREG X 50。此电压应足够低，以免任何预期的VOUT负载阶跃影响限流值。PWRGD输出也是从FLB引脚的电平获得。如果目标值为10.3V，则可知分压器的顶部电阻为100KΩ，底部电阻为12KΩ。
本部分关键指标/元件选择小结：
VPG=10.3V
RFLB_TOP=100kΩ
RFLB_BOT=12kΩ

MOSFET安全工作区域分析
下一步是检查MOSFET数据手册中的SOA曲线，确定它能耐受最差情况FET功率的时间，进而确定适当的定时器电容值。在多FET解决方案中，必须假定在这类的上电事件中，单个FET能够消耗100%的功率，这是因为各FET的Vth电平可能不同，调节过程中可能只有一个FET导通。

短路情况下，可以假设FET的Vds约为12.6V（假设源极接GND）。由于存在线路阻抗，实际值可能低于此值。

然而，从FET功率与Vout的关系曲线可知，这种关系不具单调性。如图5所示，FET的最差情况功率约在6.3V（Vin的50%）。

图5

用2.5的减额因数对其进行减额，得到135A。在MOSFET的SOA图上，6.3V线与135A线相交可得到大约0.8ms（见图6）。

图6

应注意，某些FET的SOA功率线并不总是表示恒定的功率乘积，应当进行检查，如果该线不是恒定的功率，则应检查更多点。例如，在IFLBMIN=16A的情况下检查13.2V的VMAX，减额至40A。这种情况下，6.3V SOA非常相似。如果对故障滤波器没有特定要求，建议进一步降低此值，以考虑SOA容差和不精确性的影响。假设降低50%，变为0.4ms。

本部分关键指标/元件选择小结：
TSOA_MAX=400μs

上电分析
选定定时器后，现在必须检查负载电容是否有足够的时间来完成上电，这是通过启动电流曲线与限流值相交的时间，即定时器在上电期间的有效时间来确定的。

图7

在上电阶段，由于负载电容需要浪涌电流，控制器通常会达到限流值。如果TIMER引脚设置的时间不足以让负载电容完成充电，MOSFET就会被禁用，系统将无法上电。我们可以使用折返系统的平均限流值，估算上电时间。由于所需的时间超过已确定的SOA限值，系统将无法使该大小的负载电容完成上电。为了解决这一问题，上电时需要将浪涌电流降至热插拔控制限值以下，具体实现方法是提高有效栅极电容，使上电时间变慢，浪涌电流减小。这样，浪涌便通过一个开环源极跟随器系统而得到控制。为了避免超过限流值(16A)，选定合适的栅极电容，使浪涌电流降至约10A。

本部分关键指标/元件选择小结：
CGATE=15nF
TPOWERUP=7.5ms

定时器电容
确定MOSFET SOA要求并获得满意的上电时间后，现在就可以得到TIMER电容值约为22nF。

启动时MOSFET中的功率
作为最后一步，我们需要检查启动时FET消耗的功率是否在MOSFET的SOA限值以内。负载电容充电所需的能量可以通过下式计算：
PMOSFET=TRISE/RthIA =60/40=1.5W
如果我们再次检查SOA，可以发现6.3V和22A对应于10ms以上的值，满足SOA限制要求。