一种高性能Class D音频放大器PWM控制的设计

摘要：文中设计了一种应用于Class D音频放大器中高性能PWM控制。该控制能够在较宽的电源电压范围内，使调制锯齿波的输入电平及音频输入信号经过前置放大后的共模电平跟随电源电压的变化而变化。共模电平经过PWM比较器得到占空比随输入信号变化的控制信号，从而提高系统的输出功率。仿真结果显示，当电源电压在2．4～5 V范围变化时，音频信号和调制锯齿波的共模电平偏差在2 mV以内，同时锯齿波的幅度也随着电源电压的升高而升高，显示了良好的线性跟随性。
关键词：自适应；电平位移；Class D

音乐手机和iPad等便携式音乐设备对音频放大器要求高保真音质的同时，对放大器效率也提出了越来越严格的要求。D类放大器的实际效率可以达到90％以上，而且体积更小，因此代表了未来音频放大器的发展方向。同时D类放大器要求能工作在宽输入电源电压范围内，以增强D类放大器的通用性。其中PWM比较器是将输入音频信号(通常以正弦信号表示)与三角波或锯齿波信号进行比较，得到占空比跟随输入音频信号的PWM信号传统PWM控制方式是锯齿波信号的幅度范围保持固定不变。为在高电源电压时高输出功率而设置合适的锯齿波幅度，在低电源电压下会出现削波失真而无法正常工作。本文针对这个问题，提出了一种高性能PWM控制方式。将锯齿波信号的共模电平设计成跟随电源电压的变化，这样随着电源的升高，音频信号的幅度也可以随之拓宽，因此在低电源电压和高电源电压时都可以获得很高的输出功率，但是输入音频信号经过前置放大后共模电平会在基准电压电平VREF上，无法直接与锯齿波电平进行比较，这就需要位移电路将音频信号和锯齿波信号的共模电平位移到同一个参考电平上。本文所提出的方案主要包括了锯齿波产生电路和电平位移电路。

1 电路架构分析和设计
本文所提出的电路结构主要包括，锯齿波产生电路和电平位移电路。锯齿波产生电路产生一个幅值随输入电源VDD变化的锯齿波信号VSW，同时产生VDD的分压信号VD，输入到电平位移电路。电平位移电路是将VREF和VD进行线性叠加，使位移后音频信号VOUT的共模电平能反映电源电压的变化，VOUT和VSW的共模点在同一参号电平上，达到VREF自适应电源电压变化位移到VSW共模电平的目的。
1．1 锯齿波产生电路
如下图(1)为锯齿波产生电路图。

电容C0充放电过程。首先忽略掉C1和M18。初始状态下，电容上没有电荷，电压为零，即VSW为地电平，与Vp和Vn比较后小于Vp和Vn，那么OSC_COMP输出SW2=‘0’，关断M19，对电容C0恒流充电，当VSW大于Vp电平时，比较器OSC_COMP输出翻转，SW2=‘1’，开启M19，将电容C0上的电荷通过小电阻R6快速放掉，直到VSW点电压降到低于Vn时，SW2=‘0’，再次给电容C0充电。从第二周期开始，电容C0充电初始电压变为Vn，而不是地电平，如此循环反复，就输出一个幅值介于电平Vp和Vn之间的锯齿波。但是在M19开启将电容C0的电荷放掉时，C0上一部分电荷会用来抵消M19的沟道电荷，那么VSW就会瞬时下降而产生一个电压毛刺，C0上的电荷很可能放到Vn以下甚至地电位，对后面PWM的比较产生不利影响。为了消除这个毛刺，在电容C0并联一个小电容C1，给C0充电的同时也给C1充电，当C0放电时，比较器输出SW1为低电平，关断M18，那么C1上的电荷会转移到M19的沟道电容上，从而消除毛刺。同时在设计时，可以设置电阻R6偏大阻值，减缓锯齿波的放电过程。
根据前面的公式推导，可以推出其频率公式。假设充电时间T，则有